Der Transistor-LED-und der FET-Konstantstromzweipol

Rückblick auf "Die Transistor-LED-Konstantstromquelle"

Wir blicken zuerst zurück zu Bild 7 des älteren Elektronik-Minikurses mit dem Titel Die Transistor-LED-Konstantstromquelle.... Wir setzen hier fort wo in diesem früheren Kurs mit Bild 7 das Thema der Transistor-LED-Konstantstromquelle abgeschlossen wurde. Bild 8 beschliesst diesen früheren Kurs mit einer Konstantstromquelle, die aus einer Bandgap-Spannungsreferenz und zwei Operationsverstärkern besteht. Wir wollen uns hier jedoch mit einer speziellen Art der Transistor-LED-Konstantstromquelle befassen. Es geht um eine Art kreuzgekoppelte Transistor-LED-Konstantstromquelle, einem Konstantstromzweipol. Doch davon später mehr im Detail.

Um diesem Elektronik-Minikurs zu folgen, ist es empfehlenswert den Inhalt des früheren verstanden zu haben:

Wir blenden zunächst Bild 7 des früheren Elektronik-Minikurses ein:

Diese Konstantstromquelle besteht in Wirklichkeit aus zwei Konstantstromquellen. Die hauptsächliche besteht aus dem PNP-Transistor T1, aus der LED LED1 als Referenzspannungsquelle und aus dem Emitterwiderstand Re1. Anstelle von Rv, als Vorwiderstand für LED1, dient eine weitere zusätzliche Konstantstromquelle. die genau gleich aufgebaut ist. Einziger Unterschied ist, sie enthält mit T2 einen NPN- statt einen PNP-Transistor. Was der Zweck dieser zusätzlichen Konstantstromquelle ist und was die Dimensionierungskriterien sind, ist im obengenannten Elektronik-Minikurs (1) thematisiert.

Würde man LED1 mit einem Vorwiderstand Rv anstelle ebenfalls mit einer Konstantstromquelle betreiben, wäre die LED1-Referenzspannung und damit auch der Konstantstrom Ic leicht betriebsspannungsabhängig (+Ub), denn eine Änderung von +Ub hätte eine Änderung des Stromes in Rv und in der LED1 zur Folge. Benutzt man anstelle von Rv eine gleichartige jedoch komplementäre Konstantstromquelle, dann bleibt die Spannung über LED1 von +Ub praktisch unbeeinflusst.

Diese Methode lässt sich zu einer symmetrischen komplementären Konstantstromquelle erweitern, so dass sich beide Teilstromquellen ihre Arbeit als Partner teilen und sich gegenseitig in der Unabhängigkeit von der Betriebsspannung unterstützen. Dieser sogenannte Konstantstromzweipol zeigt im folgenden Kapitel Bild 2.



Die Konstantstromzweipol-Methode

Bild 2 zeigt einen Konstantstromzweipol mit komplementären Transistoren. Wir betrachten zuerst Teilbild 2.1. Die Konstantstromquelle mit T1 liefert ihren konstanten Strom Ik1 durch LED2, welche als Referenzspannung für die Stromquelle mit T2 dient. Gleichzeitig fliesst Ik1 durch RL. In Teilbild 2.2 liefert die Konstantstromquelle mit T2 ihren konstanten Strom durch LED1, welche als Referenzspannung für die Stromquelle mit T1 dient. Gleichzeitig fliesst Ik2 durch RL.

Wir betrachten jetzt exakt die selbe Schaltung noch einmal in Teilbild 2.3. Der konstante Strom durch RL addiert sich aus Ik1 und Ik2. Diese Konstantstromzweipolschaltung hat gegenüber Bild 1 einen Vor- und zwei Nachteile. Vorteil ist, wir haben eine Zweipolschaltung. Man kann diese Schaltung direkt in eine dafür aufgetrennte Leitung einbauen und beide Transistoren beteiligen sich am Hauptstromfluss. In Bild 1 ist das nicht möglich, denn der nutzbare Konstantstrom fliesst von Re1 über T1 und Rc nach GND. Nachteilig bei der Zweipolmethode ist, dass die schwache restliche Temperaturdrift der beiden Teil-Konstantstromquellen sich addieren und dass die minimale Spannung über der Stromquelle um eine LED-Spannung höher ist. Für beide Teile des Konstantstromzweipols gilt die selbe Minimalspannung über der gesamten Konstantstromschaltung. Diese setzt sich zusammen aus den beiden LED-Spannungen und aus je einer minimalen Kollektor-Emitterspannung der beiden Transistoren T1 und T2, damit die Stromverstärkungsfaktoren vernünftige Werte von etwa 100 oder besser mehr haben. Es empfiehlt sich daher eine minimale Kollektor-Emitterspannung von je 2 VDC. Die minimale Spannung Umin beträgt somit etwa 5 VDC, sofern RL Null Ohm hat. Der Spannungsabfall über RL muss also zu diesen 5 VDC dazu addiert werden. Im Gegensatz zu Bild 1, wo der LED-Strom nur niedrige Werte von etwa 1 mA haben muss, fliessen durch die LEDs des Konstantstromzweipols je die Hälfte des Konstantstromes durch RL. Der LED-Strom kann hier erheblich grösser sein. Darum ist hier die LED-Spannung einer roten LED mit 1.8 VDC und nicht mit 1.7 VDC angegeben.

Der aufmerksame Betrachter von Bild 2 fragt sich natürlich, welch wundersame Aufgabe wohl der Widerstand R3 hat. Er hat die vornehme Aufgabe des "Zündwiderstandes". Ohne ihn würden sich die beiden Teilkonstantstromquellen sperren, weil ihre Kollektoresttröme viel zu niedrig wären. R3 wird sehr hochohmig gewählt. 1 M-Ohm oder besser grösser. Ein sehr geringe Strom durch ihn reicht um einen Mitkopplungseffekt in Gang zu setzen, so dass beide Stromquellen sogleich richtig arbeiten. Man bedenke, das typische Merkmal einer guten Konstantstromquelle ist ihr hoher Quellwiderstand. Wählt man R3 zu niederohmig, verschlechtert dies die Konstantstromeigenschaft.



Der geheimnisvolle Widerstand R4

Ein treuer Leser des Elektronik-Kompendium machte mich auf einen Artikel mit dem Thema Konstantstromzweipol in der leider längst ausgestorbenen ELRAD aufmerksam. Man findet ihn in der Januarausgabe des Jahres 1988 auf Seite 47 und er heisst "Grosses Spannungsgebiet". Es geht im Wesentlichen um den selben Artikel wie diesen hier. Allerdings hat der ELRAD-Artikel die Besonderheit des Widerstandes R4, der die Emitter der beiden komplementären Transistoren miteinander verbindet. Diese Besonderheit habe ich hier in leicht gekürzter Form beschrieben. Man beachte Bild 3:

In Teilbild 3.1 ist zusätzlich R4 enthalten. Der Konstantstromzweipol kommt im Prinzip ohne diesen Widerstand aus und hält auch den Strom über einen weiten Spannungsbereich konstant. Er hat aber die Eigenschaft, dass bei zunehmendem Spannungsabfall über dem Konstantstromzweipol der Strom I dennoch leicht ansteigt. Mit R4 kann dieser Effekt kompensiert werden. Wählt man einen zu geringen R4-Wert, wird der Innenwiderstand des Konstantstromzweipols negativ, so dass bei steigendem Spannungsabfall der Strom I sogar abnimmt.

Teilbild 3.2 zeigt das Diagramm mit drei Strom/Spannungs-Kennlinien. Das Unendlichkeitssymbol bedeutet, dass R4 fehlt. Diese Kennlinie illustriert wie der Strom bei zunehmender Spannung über dem Konstantstromzweipol geringfügig ansteigt. Mit hohem R4-Wert lässt sich die Strom-Spannungskennlinie linearisieren und bei zu niedrigem R4-Wert wird der Innenwiderstand negativ. Wird der Wert von R4 noch weiter reduziert, verhält sich der Konstantstromzweipol instabil.

Welchen Wert soll R4 haben? Das ist nicht ganz einfach. Im ELRAD-Artikel wurde ein fix dimensionierter Konstantstromzweipol vorgestellt und anstelle der LEDs werden je zwei in Serie geschaltete Siliziumkleinsignaldioden verwendet. Diese Methode hat einen signifikanten Nachteil der in (1) ausführlich beschrieben ist. Gemäss Dimensionierungsbeispiel im ELRAD-Artikel mit einem Konstantstrom von etwa 20 mA ergibt sich einen gerade noch akzeptablen niedrigen R4-Wert von 10 k-Ohm. Der R4-Wert, der die Strom-Spannungskennlinie linearisiert, kann, je nach Konstantstrom, einen Wert zwischen einigen k-Ohm bis mehrere M-Ohm haben. Am besten ermittelt man dies empirisch mit einem Potentiometer oder mit einer Widerstandsdekade. Man ermittelt den optimalen Wert und baut danach einen Festwiderstand ein, dessen Wert der Messung am Nächsten kommt. Vielleicht muss man einen Wert aus der 1%-Widerstandsreihe verwenden. Durch diesen Abgleich erhöht man den differenziellen Innenwiderstand des Konstantstromzweipols beträchtlich, was auch richtig ist, denn eine ideale Konstantstromquelle hat einen unendlich hohen differenziellen Innenwiderstand.



Der FET-Konstantstromzweipol

Da diese Konstantstromquelle mit einem FET ebenfalls eine Zweipolschaltung ist, soll sie hier kurz thematisiert werden. Es wird hier allerdings nur in kurzen Zügen erklärt, weshalb sich ein selbstleitender Sperrschicht-FET (Junction-FET = JFET) als Strombegrenzer eignet. Will man tiefer in die Thematik des Feldeffekttransistors einsteigen, empfehle ich das Elektronik-Standardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk. In der neunten Ausgabe gibt es das grosse Kapitel 5 über Feldeffekttransistoren und im Unterkapitel 5.5 ist der selbstleitende JFET als Konstantstromquelle mathematisch ausgiebig beschrieben. Empfehlenswert ist auch der FET-Grundlagenkurs von Patrick Schnabel.

Ich möchte an dieser Stelle noch auf ein anderes grundlegendes und praxisnahes Buch mit sehr vielen Anwendungsschaltungen zu den Feldeffekt-Transistoren hinweisen. Es ist das Buch "FETs und VMOS: Grundlagen und Anwendung von FETs und Power-MOSFETs" von Siegfried Wirsum vom Franzis-Verlag (ISBN: 3-7723-6741-0). Ich kaufte dieses Buch im Jahre 1980. Ob es noch gedruckt und vertrieben wird, weiss ich nicht. Es macht z.Z. des Schreibens dieses Elektronik-Minikurses wenig Sinn dies zu evaluieren, denn schliesslich weiss man nicht, ob es dieses Buch ein Jahr später noch geben wird. Es bleibt dies also dem Leser überlassen. Ist das Resultat der Suche negativ, bleiben noch technische Bibliotheken (Hochschulen) und Antik-Bücherjobs, die es auch im Internet gibt.

Wir betrachten nun den JFET-Konstantstromzweipol in Bild 4:

Wir haben es in dieser Schaltung mit einem N-Kanal-JFET zu tun. Die so ziemlich bekanntesten Vetreter sind die Typen BF244 und BF245, denen man in vielen Applikationen begegnet. Die Suffixe A bis C hinter den Zahlen sagen etwas darüber aus bei welcher Gate-Source-Spannung die sogenannte Drain-Source-Kanalabschnürung einsetzt, wobei dieser Wert toleranzbehaftet ist (Exemplarstreuung). Auch der Maximalstrom, wenn das Gate Sourcepotential hat, ist durch diesen Buchstaben definiert. Ich empfehle dies in einem Datenblatt genau nachzulesen.

Der FET-Konstantstromzweipol in Bild 4 nutzt die Eigenschaft, dass der N-Kanal-JFET selbstleitend ist, also bei einer Gate-Source-Spannung von 0 VDC Strom leitet, bei ansteigender negativer Gate-Source-Spannung den Drain-Source-Kanal zunehmend abschnürt und oberhalb eines gewissen Wertes vollständig abschnürt und den Darin-Source-Kanal isoliert. Selbstverständlich verhält sich der P-Kanal-JFET ebenso, wenn auch mit umgekehrten Vorzeichen von Strom und Spannung.

Man schliesse diesen Konstantstromzweipol an eine variable Spannungsquelle (Netzgerät) und man schützt die Testschaltung mit einem niedrig eingestellten Begrenzungsstrom von wenigen zehn Milliampere. Hat man ein solches Netzgerät mit einer einstellbaren Strombegrenzung nicht zur Verfügung, geht es auch mit einem zur Ausgangsspannung +Ub in Serie geschaltenen Widerstand, der die Schutzfunktion übernimmt. Man erhöht langsam die Spannung +Ub, man misst gleichzeitig den Drainstrom ID und den Spannungsabfall über dem Widerstand Rs. Dieser entspricht der negativen Gate-Source-Spannung UGS. Je grösser der Drainstrom, um so grösser die negative Gate-Source-Spannung. Oberhalb eines bestimmten Wertes der negativen Gate-Source-Spannung steigt der Drainstrom nicht mehr weiter an. Auch dann kaum noch, wenn man am Netzgerät die Betriebsspannung wesentlich erhöht. Es hat sich ein Gleichgewicht zwischen dem Drainstrom und der negativen Gate-Source-Spannung, welche die Abschnürung des Drain-Source-Kanales bewirkt, eingestellt. Darauf beruht der Effekt der strombegrenzenden Wirkung dieser einfachen Schaltung.

Verwendet man für diesen Versuch für den FET einen BF245A und für den Widerstand Rs einen Wert von 1 k-Ohm, stellt sich ein Begrenzungsstrom von etwa 1 mA ein. Die Übertragungscharakteristik des BF245A zeigt eine Gate-Source-Spannung von etwa -1 V bei einem Drainstrom von etwa 1 mA, wobei die Ausgangscharakteristik in diesem Bereich auch den Sättigungseffekt in diesem Bereich zeigt, - der Strom ist spannungsunabhängig konstant. Die Berechnung des Drain-Konstantstromes aus der negativen Gate-Source-Spannung und dem Widerstand Rs (siehe Formel in Bild 4) ist nur ein Annäherungswert, der jedoch für manche Applikationen ausreicht. Schliesslich kann man den genauen Stromwert auch empirisch mit einer Widerstandsdekade ermitteln. Dies dürfte selbst bei präziser Berechnung, zwecks Nachprüfung, meist notwendig sein.

Wirklich gut funktioniert diese Strombegrenzung nur deshalb, weil der FET, wie auch der bipolare Transistor, ein nichtlineares Kennlinienfeld aufweist. Wenn man beim bipolaren Transistor einen gewissen niedrigen Basisstrom fliessen lässt, stellt sich, trotz Erhöhen der Kollektor-Emitter-Spannung oberhalb eines bestimmten Wertes, eine strombegrenzende Wirkung ein. Beim JFET ist es die Gate-Source-Vorspannung anstelle des Basisstromes. Oberhalb einer gewissen Drain-Source-Spannung bleibt der Drainstrom relativ konstant. Durch die Gegenkopplung mit Rs wird die Stromkonstanz verbessert, bzw. der differenzielle Innenwiderstand (dUDS/dID) der Konstantstromquelle erhöht. Man bezeichnet diesen Innenwiderstand oft auch als den dynamischen Widerstand. Je nach Betrachtungsweise passt auch die Bezeichnung Quellwiderstand.

Die Vorspannung zur Strombegrenzung erhält der JFET direkt durch den Sourcewiderstand Rs. Dies macht diesen Konstantstromzweipol besonders einfach. Er besteht aus bloss zwei Bauteilen. Es gibt deshalb auch integrierte JFET-Konstantstromquellen. Weil es Zweipole sind und der Strom nur in der Richtung von Drain nach Source fliessen darf, nennt man diese Bausteine auch Feldeffekt-, Konstantstrom- und Stromreglerdioden. Teilbild 4.2 zeigt das Schaltsymbol für eine solche Stromreglerdiode. Es gibt solche z.B. von den Firmen Vishay und Siliconix.