Vom Overload-Stromsensor zur
elektronischen Sicherung
Theorie: Teil I

Quelle der Idee

Fast jedes Jahr kaufe ich mir zur Sommerzeit das Halbleiterheft von Elektor mit seinen über 100 Schaltungen, Ideen und Tipps. Betreffs Messung von Strömen auf einer DC-Speisespannung gibt in der Schaltung Nummer 035 in der Ausgabe des Jahres 2000 einen interessanten Beitrag mit dem Titel Rail-to-Rail- und Over-the-Top-Opamp von Gregor Kleine. Zur Anwendung kommt der ganz spezielle Operationsverstärker LT1783 von Linear-Technology. Das Besondere an diesem Operationsverstärker ist die Eigenschaft, dass die Gleichtakt-Eingangsspannung wesentlich über der positiven Betriebsspannung liegen darf. Wenn man sich dafür interessiert, frage man bei Elektor nach.

Uns interessiert hier eine ganz andere Methode zum selben Thema. Es ist die Schaltung Nummer 042 in der selben Elektor-Ausgabe mit dem Titel Empfindlicher Overload-Sensor. Hier geht es nicht um Messung, sondern um das elektronische Erkennen, wenn ein gewisser Strom überschritten wird, mit dem ein Alarm oder die Abschaltung eines Verbrauchers ausgelöst werden kann. Der Operationsverstärker arbeitet als Komparator, wobei auch ein geeigneter Komparator in Frage kommen kann. Bei dieser Anwendung führt das Gleichtaktsignal bis zur positiven Betriebsspannung des Operationsverstärkers und man ist geneigt anzunehmen, dass dies nur mit speziellen Operationsverstärkern mit Rail-to-Rail-Eigenschaften möglich ist. Dies stimmt nicht, obwohl es bleibt eine gewisse Restunsicherheit, auf die wir noch genauer eingehen werden.



Die Elektor-Schaltung mit dem LF301

Wir befassen uns zunächst mit der Schaltung 042 aus dem Elektor-Halbleiterheft des Jahres 2000. Sie ist mit andern Bezeichnungen der Anschlüsse und einem andern Operationsverstärker hier in Bild 1 wiedergegeben:

Ich baute auf einem Testboard die Schaltung kurzentschlossen auf und testete sie und ich staunte wie tadellos sie mit dem LF351 funktioniert. Ich testete die Schaltung dann auch noch mit den etwas moderneren BiFET-Operationsverstärkern LF356, TL071 und TL081 und mit dem bipolaren "Grossvater" LM741 bzw. µA741 und mit dem LM301 und LM307. Die Schaltung arbeitet einwandfrei. Ich testete die Schaltung mit reduzierter Betriebsspannung an Pin 7 des Operationsverstärkers. Ich reduzierte diese gegenüber +Ue zuerst um 0.2 VDC, in dem ich die Leitung an Pin 7 unterbrach und eine Germaniumdiode einfügte. Die Schaltung funktionierte bei allen genannten Operationsverstärkern noch immer problemlos. Danach erhöhte ich diese Spannungsdifferenz durch den Einbau einer Silizium-Diode (Si-Diode). Der Spannungsunterschied zwischen +Ue und der Betriebsspannung an Pin 7 erhöhte sich dadurch auf 0.6 VDC. Da funktionierte die Schaltung bei allen Operationsverstärkern in unterschiedlichem Mass nicht mehr richtig.

Natürlich blieb es bei diesem Experiment nicht bei Einzelversuchen pro IC-Typ. Dank des vorhandenen Lagers gab es pro IC-Typ mindestens 20 Stück, die ich erfolgreich testete, wobei nicht immer alle vom selben Hersteller waren. Allerdings: Trotz diesem erfolgreichen Versuch sind diese Operationsverstärker keine echten Rail-to-Rail-Exemplare, was aus den Datenblättern auch klar hervorgeht.Ich gehe weiter unten etwas näher darauf ein!

Eine gewisse Grosszügigkeit in der Abweichung von bestimmten Worstcasedaten ist alleine schon dadurch zulässig, weil der Operationsverstärker "nur" als Komparator arbeitet. Es besteht daher kein Anspruch auf hohe Linearität und in dieser Anwendung ebenso wenig auf hohe Geschwindigkeit. Bevor wir noch ein Weilchen bei diesem Thema ab Bild 2 bleiben werden, sei hier kurz die Funktionsweise von Bild 1 erklärt. Dazu gleich noch einmal Bild 1...

Wenn der Ausgang +Ua der Schaltung in Bild 1 unbelastet ist, ist die Spannung am invertierenden Eingang Pin 2 des Operationsverstärker OA identisch mit +Ue und somit auch mit der Betriebsspannung an Pin 7, denn es gibt über Rs keinen Spannungsabfall. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang Pin 3 ist um die Durchflusspannung der Schottky-Diode D1, also um etwa 250 mV, geringer als +Ue. Bei diesem Ungleichgewichtszustand ist Uc (c = control) auf beinahe GND, d.h. auf etwa +1.5 VDC gesetzt. Steigt der Laststrom am Ausgang +Ua und somit der Strom Is soweit an, dass der Spannungsabfall über Rs grösser wird als die D1-Durchflussspannung, so ändert sich die Polarität an den beiden Eingängen des Operationsverstärkers. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang wird positiver als am invertierenden. Der als Komparator beschaltete Operationsverstärker kippt an Uc auf beinahe +Ue, d.h. etwa 1.5 VDC unterhalb von +Ue, je nach Belastung von Uc. Uc kann verwendet werden um den Überlastzustand anzuzeigen oder man benutzt ihn um die Überlast mittels (Halbleiter-)Relais abzuschalten. Selbstverständlich kann man mit Uc nicht direkt ein Relais steuern und das richtige Funktionieren setzt voraus, dass der Überlastzustand gespeichert wird. Wie man so etwas realisiert, erfährt man in Teil II dieses Elektronik-Minikurses.



Operationsverstärker-Eingangsstufen

Dieser Abschnitt soll zeigen, warum die genannten Operationsverstärker sich für eine Anwendung eignen, wenn die Gleichtaktspannung auf dem Niveau der positiven Speisespannung liegt. Man bezeichnet eine solche Anwendung Highside-Anwendung oder Highside-Application. Die Anwendung beschränkt sich hier auf eine reine Komparatorfunktion. Messtechnische Auswertungen sind somit nicht möglich. Wir betrachten zunächst in Bild 2 die Eingangsstufe des bipolaren Operationsverstärkers LM741:

Bild 2 zeigt die typische NPN-Differenzeingangsverstärkerstufe des längst betagten Operationsverstärkers 741, der jedoch noch immer häufig zum Einsatz kommen muss, weil dies fällt auf, wenn man sich die vielseitigen 741-Angebote im Farnell-Katalog anschaut. Es gibt andere bipolare Operationsverstärker mit ähnlichen NPN-Differenzeingangsverstärkerstufen, wie z.B. der LM301, von dem noch die Rede sein wird. Das Typische an diesen Stufen ist, dass die Eingangsspannung am invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang mindestens um den Wert der Basis-Emitter-Spannung von T1 oder T2 über V- liegen muss, damit diese Transistoren überhaupt arbeiten können, weil sonst kein Basisstrom fliesst. Wegen der umgebenden Schaltung muss die minimale Spannung jedoch höher sein. Es sind etwa 2 V. Ohne diesen minimalen Spannungshub über V- ist der Operationsverstärker nicht steuerbar.

Wie aber sieht es aus wenn man den invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang, also die Basen von T1 oder T2, auf die gegenüberliegende Seite der Betriebsspannung nach V+ legt? Dadurch liegt am Emitter von T1 oder T2 ein Spannungswert, der mindestens um seine Basis-Emitter-Schwellenspannung und derselben von T3, der als Diode geschaltet ist, niedriger als V+. Die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 entspricht immer seiner Basis-Emitter-Schwellenspannung, weil die Basis mit dem Kollektor verbunden ist. Die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 hat also einen konstanten Wert, nämlich die einer Si-Diode.

Wird die Spannung an der Basis von T1 oder T2 über V+ hinaus weiter erhöht, wird die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 oder T2 als wie niedriger und wenn dadurch die konstante Kollektor-Emitter-Spannung von T3 unterdrückt wird, hört die Steuerfähigkeit des Operationsverstärkers auf. Daher darf der nicht- und der invertierende Eingang bestenfalls wenige 100 mV den Wert von V+ übersteigen, weshalb ein Test mit einem Wert von etwa 200 mV (Germanium-Diode beim Anschluss 7) gerade noch funktioniert. Für einfache Komparatoranwendungen sind solche Operationsverstärker highsidefähig.

Bild 3 zeigt eine einfache Differenzeingangsverstärkerstufe eines BiFET-Operationsverstärkers. Es geht hier um den vielleicht ältesten dieser Art, den LF13741. Er besteht aus einem 741-er mit einem vorgeschalteten Differenz-JFET-Impedanzwandler, zwecks eines drastisch höheren Eingangswiderstandes. Später folgten BiFET-Operationsverstärker wie LF351, LF356, LF357, TL061 bis TL064, TL071 bis TL074, TL081 bis TL084 und viele mehr. BiFET bedeutet, dass am Eingang JFETs zum Einsatz kommen, aber der grosse Rest des Operationsverstärkers aus vielen bipolaren NPN- und PNP-Transistoren besteht.

Wie bereits angedeutet, funktioniert die Highside-Stromsensorschaltung auch mit diesen bekannten und traditionsreichen BiFET-Operationsverstärkern. Warum dies so ist, wollen wir am LF13741, wegen seiner einfachen Impadanzwandlerschaltung, in Bild 3, näher betrachten. Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, dass es zum LF13741 eine Applicationnote im Datenblatt mit dem Titel Supply Current Indicator/Limiter gibt, die exakt Bild 1 entspricht. Dass dies funktioniert wird im Diagramm Positive Common-Mode Input Voltage Limit bestätigt!

Die beiden P-Kanal-Sperrschicht-FETs T1 und T2 arbeiten als nichtspannungsverstärkende Impedanzwandler. Anstelle der üblichen Sourcewiderstände sind Konstantstromquellen geschaltet, welche mit den beiden P-Kanal-JFETs T3 und T4 realisiert sind. Konstante Stromquellen haben gegenüber Widerständen den grossen Vorteil des hohen differenziellen Innenwiderstandes. Dadurch werden Sourcespannungsänderungen von T1 oder T2 praktisch nicht belastet, weil sich der Strom nicht ändert und deshalb liegt die Verstärkung sehr nahe bei 1, so wie es bei einer reinen Impedanzwandlung auch sein sollte. Es gibt aber noch einen ganz anderen praktischen Grund weshalb man Stromquellen den Widerständen vorzieht: Die Abmessungen auf dem Silizium-Chip sind besonders bei hohen Widerstandswerten deutlich geringer.

Betrachten wir den JFET T1 (invertierender Eingang) etwas näher. Was geschieht wenn die Gatespannung von V- nach V+ verändert wird? Wenn die Gatespannung nahe bei V- liegt, hat der Drain-Source-Widerstand von T1 einen sehr niedrigen Wert. Würde man mit der Gatespannung V- erreichen oder sogar unterschreiten, fliesst ein Gatestrom. In diesem Zustand ist der FET und damit der ganze Operationsverstärker nicht mehr steuerbar. Verändert man die Gatespannung in Richtung V+ steigt der Drain-Source-Widerstand von T1 dadurch, dass die Gatespannung stetig leicht positiver wird als die Sourcespannung, beides gemessen gegen V-. Damit die Konstantstromquelle mit T3 einwandfrei arbeitet, darf die Spannung zwischen der Source von T1 und V- nur soweit ansteigen, dass ein minimal notwendiger Spannungsabfall zwischen Drain und Source von T3 nicht unterschritten wird. Dieser Wert dürfte etwa bei 1 bis 2 V liegen. Da jedoch die Gate-Source-Spannung von T1 zwecks Steuerung an diesem oberen Ende, in der Nähe von V+, mindestens den selben Spannungswert aufweisen muss, gleicht diese den Drain-Source-Spannungsabfall von T3 aus und daher ist es möglich, dass das Gate von T1 die Spannung von V+ annehmen darf und der Operationsverstärker trotzdem steuerungsfähig bleibt. Auch hier vorausgesetzt, man stellt keine besonderen Anforderungen an die Linearität des Operationsverstärkers, wie dies im Falle der Komparatorfunktion auch der Fall ist. Wir haben hier also die ähnliche Highside-Voraussetzung wie bei einem bipolaren Operationsverstärker mit einer NPN-Differenzeingangsstufe, entsprechend dem Beispiel des alten 741, LM307 oder LM301.

Bild 4 zeigt die typische PNP-Differenzeingangsverstärkerstufe des legendären Quad-Operationsverstärkers LM324 oder Dual-Operationsverstärkers LM358.

Aus der bisherigen Beschreibung zu Bild 2 mit der NPN-Differenzeingangsverstärkerstufe wird schnell klar, dass solche Operationsverstärker (Bild 4) nicht highside-, jedoch lowsidefähig sind. Solche Operationsverstärker wären also in der Lage auf dem negativen Betriebsspannungspegel V- als Lowside-Stromsensorschaltungen zu arbeiten. Im Single-Betriebsspannungsmodus wäre dies dann die GND-Speisung. Genau deswegen wurden diese Operationsverstärker mit den PNP-Differenzeingangsverstärkerstufen auch entwickelt: Sie eignen sich für den Singlesupply-Modus und so kann man sie auch leicht mit Logikschaltungen kombinieren.

Kurz ein paar Worte zur Schaltung: Die Kaskadenschaltung von T1 mit T3, bzw. T2 mit T4, macht die Eingänge auch mit bipolaren Transistoren sehr hochohmig. T5 und T6 bilden eine typische Stromspiegelschaltung. Dadurch erreichen T3 und T4 eine hohe Verstärkung. Der Ausgang des Kollektors von T3 geht zur nachfolgenden frequenzgangkompensierten Zwischenverstärkerstufe, die hier bloss mit einem Pfeil angedeutet ist. Die Transistoren T1 und T2 welche auf die Eingänge folgen, können nur dann arbeiten, wenn auch Basisströme fliessen können. Das heisst, dass die maximale Spannung an diesen Eingängen mindestens den Wert um zwei Basis-Emitter-Schwellenspannung plus einen minimalen Spannungsabfall an der Stromquelle I niedriger sein muss als V+. Tatsächlich wird in einem Anwendungshinweis (Applicationnote) für einen Current-Monitor von National-Semiconductor auch darauf hingewiesen, dass der Spannungspegel beim Messwiderstand mindestens 2 V niedriger sein muss als V+.



Warnung: Ein wichtiger Hinweis!

Für den Leser, der eine Stromsensorschaltung dieser Art, in einer Geräteserie realisieren will, sei allerdings, trotz meiner dutzendfachen Versuche, gewarnt. Eine sehr hohe Funktionssicherheit kann nur dann gewährleistet werden, wenn die Worstcasebedingungen des Datenblattes des verwendeten Operationsverstärkers zu 100 Prozent eingehalten werden. Für Selbstbauprojekte eignen sich die gezeigten Schaltungen, auch die in Teil II, durchaus. Verwendet man z.B. den für die Eingangsspannung gut dokumentierten LM301, arbeitet diese Schaltung zuverlässig, weil gemäss Diagramm Input-Voltage-Range die positive Eingangsspannung die positive Betriebsspannung erreichen darf. Als Minimalwert in der Tabelle ist jedoch ein geringerer Wert angegeben. Damit stellt der Hersteller sicher, dass er nicht belangt werden kann, falls es in Geräteserien zu Problemen kommt. Ein juristischer Aspekt schwingt hier mit, weil die Angabe in der Tabelle Electrical Characteristics hebt den Inhalt des eben erwähnten Diagrammes logisch auf und dies macht im Grunde keinen Sinn. Dass ein Operationsverstärker mit einer eingangsseitigen NPN-Stufe eine Eingangsspannung bis in den Bereich der positiven Betriebsspannung zulässt, ist logisch nachvollziehbar. Dies gilt beim LM301 allerdings nur bis zu einer Betriebsspannung von ±15 VDC, bzw. +30 VDC im Single-Supply-Modus. Um dies zu verstehen, muss man sich das Datenblatt zum LM301 (LM101) besorgen und studieren. Der preiswerte LM301 ist bei Farnell leicht erhältlich (Stand: November 2005).

Fazit: Will man jedoch auf Nummer Ganz-Sicher gehen, muss man echte Rail-to-Rail-Operationsverstärker benutzen, die es aber vorwiegend nur in der CMOS-Ausführung und dies hauptsächlich für niedrige Betriebsspannungen gibt, - wobei mit einem kniffligen Trick würden sich Schaltungen mit solchen Operationsverstärkern auch bei höheren Betriebsspannungen einsetzen lassen. Dies wird hier aber nicht weiter thematisiert.

Es gibt eine alternative Möglichkeit, nämlich die, eine zusätzliche Hilfsbetriebsspannung für den Operationsverstärker zu erzeugen, die um einige Volt über der positiven Spannung liegt, die stromüberwacht werden soll. Dies hat den Vorteil, dass man beliebige Operationsverstärker und Komparatoren einsetzen kann. Bei einem Netzteil mit Netztrafo ist dies etwa ebenso leicht zu bewerkstelligen wie bei Batteriebetrieb oder mit einer andern DC-Spannungsquelle, bei der auf keine sekundäre AC-Spannung zugegriffen werden kann, wie z.B. bei einem Schaltregler. Beim Netztrafo mit Gleichrichterschaltung kann man eine zusätzliche Gleichrichtung mit Spannungsverdoppler realisieren und danach mittels einer Z-Diode die Spannung auf wenige Volt über der Betriebsspannung, dessen Strom überwacht werden soll, begrenzen. Siehe dazu das Kapitel Netzgleichgerichtete Spannungsverdopplung im Elektronik-Minikurs Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes.

Für die hier diskutierte Anwendung muss die mit einem Rechteckgenerator verdoppelte Spannung mittels Z-Diode auf eine konstante Spannung von einigen Volt über der positiven Betriebsspannung +Ue begrenzt werden, die dann den Operationsverstärker, von dem hier die Rede ist, versorgt. Man betrachte dazu Bild 5:

RG ist ein Rechteckgenerator mit einer Amplitude in der Grösse der Betriebsspannung +Ue, wenn die Schaltung in CMOS realisiert ist. Die einfachste Methode besteht in der Verwendung CMOS-Timer-IC LMC555 von National-Semiconductor oder TLC555 von Texas-Instruments. C1 und D1 verschieben den Low-Pegel der Rechteckamplitude nach +Ue. Dadurch erreicht der High-Pegel, abzüglich der Durchfluss-Spannung von D1, etwa die doppelte Spannung von +Ue. D2 und C2 dienen der Gleichrichtung und Glättung. Über C2 liegt, abzüglich beider Diodenfluss-Spannungen von D1 und D2 etwa die doppelte DC-Spannung von +Ue. Wenn +Ue niedrig ist, empfiehlt sich die Verwendung von D1 und D2 Schottky- statt Si-Dioden, damit der Spannungsabfall geringer ist. Im Falle von Si-Dioden eignen sich die Signaldioden 1N914 oder 1N4148, da der Strom sehr gering ist. Für die Überspannung für den Betrieb des Operationsverstärker genügen einige wenige Volt über +Ue. Dies erreicht man mit R2 und Z, wobei in der Regel eine Z-Diode mit 4.7V oder 5.1V die richtige Wahl ist. R2 richtet sich nach dem Stromverbrauch des OA. Wenn dabei der Strom durch die Z-Diode noch etwa 1 bis 2 mA beträgt, ist die Wahl von R2 richtig. C3 dient der zusätzlichen Glättung der DC-Spannung. Eine genaue Beschreibung dieser Methode mit einem praktischen Beispiel liest man im Elektronik-Minikurs:



Einstellbare Highside-Stromsensorschaltung

Im Vergleich zu Bild 1 hat es anstelle von R1 eine Konstantstromquelle, bestehend aus T1, R1, R2 und einer LED. Wie diese weitgehend temperaturkompensierte Konstantstromquelle funktioniert, liest man im Elektronik-Minikurs:


Im Vergleich zu Bild 1 hat es anstelle der einigermassen spannungsstabilisierenden Schottky-Diode D1 das Trimmpotentiometer P1. Die an P1 abfallende Spannung ist wegen der Konstantstromquelle ebenfalls stabil. Wenn durch den Laststrom an +Ua der Spannungsabfall an Rs grösser wird als über P1, kippt Uc von beinahe GND- auf beinahe +Ue. Die Funktion von Bild 5 entspricht der von Bild 1, jedoch mit drei entscheidenden Vorteilen:

1.
Mit P1 kann die Kippschwelle des Laststromes exakt eingestellt werden.

2.
Die Stromquelle ist weniger temperaturemfindlich als die Schottky-Diode, vorausgesetzt der konstante Strom und die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 verursachen eine so geringe Verlustleistung (10-mW-Bereich), dass T1 sich nicht nennenswert erwärmt. Änderungen in der Umgebungstemperatur werden durch T1 und LED weitgehend kompensiert.

3.
Mit der Schottky-Diode als Referenzspannung ist der Spannungsabfall bei Volllast fix vorgegeben. Durch die Wahl von Rs, P1 und IKONSTANT kann man den Spannungsabfall über Rs sehr klein wählen. Dies verursacht weniger Verlustleistung und verbessert den Wirkungsgrad. Falls Bedenken aufkommen, dass es schwierig sei sehr niederohmige Widerstände zu kaufen, so sei man beruhigt. Es gibt solche in SMD-Ausführung mit Werten bis minimal 10 Milli-Ohm auch in geringen Stückzahlen bei Farnell (Stand: Dezember 2005).



Elektronische Sicherung

Den zweiten Teil, eine nachbaubare praktische Schaltung, gibt es in einem speziellen Elektronik-Minikurs über elektronische Sicherungen: