Spannungsregelschaltung mit elektronischer
Brummsiebung (Brummunterdrückung)
Einleitung
Baut man eine empfindliche und rauscharme analoge Mess- oder
Audioschaltung, kommt man in der Regel nicht drum herum, sich mit einer
hochwertigen Speisung zu befassen. Soll diese aus der
230-VAC-Netzspannung und nicht von einer Batterie, also mit Netztrafo,
Gleichrichtung, Siebung und Spannungsregelung erfolgen, sieht man sich
oft mit allfälligen Brummstörungen konfrontiert.
Dieses Übel kann verschiedene Ursachen haben, wie z.B. die induktive
Einkopplung magnetischer Streufelder vom Netztrafo in empfindliche Teile
der analogen Schaltung, schlecht gewählten Massereferenzpunkt
(Einkopplung des Rippelstromes vom Gleichrichter in Richtung Siebelko in
die Masseleitung) oder ungenügend dämpfende Regelschaltung. Dieser
Elektronik-Minikurs thematisiert diese Situation.
Um möglichst geringe magnetische Streufelder zu erzeugen, lohnt es sich
meist einen Ringkerntrafo einzusetzen, wobei etwa die Hälfte des
Gewichtes auch noch eine gewisse Rolle spielen könnte. Dieser Trafo ist
deshalb streuarm, weil die runde Form des Eisenkerns der
Ausrichtungstendenz der Magnetfeldlinien am besten Rechnung trägt. Wenn
ein solcher Trafo speziell angefertigt werden muss, lohnt es sich oft
eine Schirmwicklung zwischen der Primär- und der Sekundärseite wickeln
zu lassen. Es gibt dabei zwei Ausführungsformen. Die eine ist eine
Lackdrahtwicklung, die an einem Ende mit der 230-VAC-Netzerde verbunden
wird und das andere Ende offen ist. Die andere Ausführungsform ist eine
nicht kurzschliessende Kupferfolie, die an einer beliebigen Stelle
mittels herausgeführter Litze geerdet wird. Die erstgenannte Methode,
hat den Nachteil, dass in die Schirmwicklung eine nicht zu
unterschätzende, jedoch ungefährlich hohe Spannung induziert wird, die
sich kapazitiv in die Sekundärwicklung überträgt. Diese Spannung ist
aber geringer, als wenn dieser Effekt von der Primärwicklung ausgeht,
falls derjenige Primärwicklungsteil, der mit der Phase verbunden ist,
visavis zur Sekundärwicklung liegt. Will man eine maximale
Störunterdrückung von der Primärwicklung zu den Sekundärwicklungen,
empfiehlt sich allerdings die Kupferfolie zur Abschirmung. Die von der
Primärseite kapazitiv eingekoppelte Spannung, wirkt sich auf den
Sekundärwicklungen als Gleichtaktspannung aus. Sie hat keinen Einfluss
auf die Sekundärspannungen. Trotzdem kann es zu Störproblemen führen,
wenn Schaltungen auf der Sekundärseite mit der Netzerde in irgend einer
Beziehung stehen (müssen).
Beliebte Dreibeiner
Für viele Fälle von Spannungsregelungen eignen sich die beliebten
Dreibeiner, sei es für fixe (z.B. 78xx oder 79xx) oder variable (z.B.
LM317 oder LM337) Ausgangsspannungen. Diese ICs haben jedoch leider den
Nachteil, dass ihre Filterwirkung in Bezug auf die Rippelspannung oft
ungenügend ist. Man könnte eine Spannungsregelung selbst realisieren,
die diesen Anforderungen genügt. Will man jedoch die selben Schutz- und
Sicherheitsfunktionen miteinbauen, welche diese Dreibeiner
selbstverständlich integriert haben, steigt der Aufwand beträchtlich.
Diese Dreibeiner enthalten nämlich eine Strombegrenzung und eine
Einhaltung des Safe-Operating-Area (SOA) des integrierten
Leistungstransistors. Eine integrierte Temperaturüberwachung vermeidet
eine Überhitzung des Chips, in dem die Verlustleistung, mittels
Reduktion des Kurzschlussstromes, soweit reduziert wird, dass sich eine
konstante Chiptemperatur einstellt.
Wenn man mit der Sekundärspannung des Trafos, wegen etwas zusätzlichem
Spannungsabfall, nicht geizt, bietet sich eine elegante Möglichkeit der
Kombination von elektronischer Brummsiebung, die einfach zu realisieren
ist und der Spannungsregelung mit einem der beliebten Dreibeiner an. Der
Mehraufwand hält sich so in Grenzen.
Induktive Brummsiebung
Ich will die Frage nicht offen lassen, was man früher unternahm, als es noch nicht so einfach war elektronische Brummsiebschaltungen zu realisieren. Ganz einfach, ein passives LC-Tiefpassfilter zwischen Gleichrichter-Glättungs-Elko und dem Verbraucher. Genaugenommen eine CLC-Schaltung. Als Induktivität L diente meist eine schwergewichtige Drossel, bestehend aus einer schweren Kupferwicklung und einem ebenso schweren Eisenkern. Vom äusseren Anschein konnte man kaum diese Drossel vom Netztrafo unterscheiden. Wollte man eine möglichst niedrige Verlustleistung erzielen, war man gezwungen eine hohe Induktivität bei niedrigem realen Verlustwiderstand zu realisieren. Je idealer man dieses Ziel erreichen wollte, um so schwerer und um so teurer wurde diese Drossel. Man musste stets Kompromisse schliessen. Natürlich gab es damals auch noch nicht dreibeinige Spannungsregler-ICs, wobei es diese für Hochvoltanwendungen auch heute nicht gibt. Es gab dafür spezielle Kaltkathoden-Glimmröhren, die der Spannunsgstabilisierung dienten. Etwas mehr dazu liest man in Elektronikgeschichte: Kaltkathoden-Röhren I im Kapitel "Die Stabilisatorröhre". Bei hohen Leistungen wurden komplizierte Reglerschaltungen mit Leistungs-Vakuumröhren eingesetzt, wobei eine kleine Kaltkathoden-Stabilisatorröhre als Spannungsreferenz diente. Unter VR1 und VR2 in Bild 1 muss man sich solche Schaltungen vorstellen. Wer solche antike Schaltungen im Internet sucht, könnte vielleicht fündig werden...
Prinzipschaltung
Bild 2 zeigt wie die elektronische Brummsiebung grundsätzlich
funktioniert. Transistor T1 (T2) arbeitet als einfacher Emitterfolger.
R1 (R2) und R3 (R4) sind so dimensioniert, damit der Spannungsabfall
über der elektronischen Brummsiebung so gross ist, dass die
Rippelspannung Ur (Brummspannung) durch diese Schaltung absorbiert wird.
R1 (R2), R3 (R4) und C5 (C6) bilden ein Tiefpassfilter mit dem Zweck Ur
möglichst stark zu dämpfen, so dass die Spannungsregelschaltung VR1
(VR2) nur noch wenig zur Dämpfung der Rippelspannung beitragen muss.
Wählt man die Zeitkonstante dieses Tiefpassfilters erster Ordnung gross
genug, hat man gleichzeitig eine sogenannte Slow-Turn-On-Schaltung, die
oft dazu dient, den Einschaltknackgeräuschen in hochwertigen
HIFI-Anlagen vorzubeugen.
Die nicht der Reihe nach nummerierten Bauteile haben den Sinn darin,
dass man die selben Bauteilnummern mit der selben Funktion in der
Schaltung in Bild 5 wiedererkennt. Das selbe Prinzip findet man in den
Bildern 3 und 4.
Elektronische Brummsiebung, Schritt für Schritt erklärt!
Teilbild 3.1 zeigt eine sehr einfache Impedanzwandlerschaltung mit einem
NPN-Transistor. R1 ist so niederohmig gewählt, dass über ihm, wegen des
geringen Basisstromes, keine signifikante Spannung abfällt. Der
Basisstrom ergibt sich aus dem Kollektorstrom dividiert durch die
Stromverstärkung von T1. Eine der DC-Spannung an Ue überlagerten
Rippelspannung Ur, wie man sie über einem Ladelko, der von einem
Brückengleichrichter gespiesen wird, misst, überträgt sich mit
praktisch gleich grosser Amplitude auf den Ausgang Ua. Nur die
DC-Spannung an Ua hat sich um den Wert der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 an Ue reduziert. Siehe das dazu
gehörige Diagramm.
Das selbe Diagramm erzeugt die erweiterte Schaltung in Teilbild 3.2 und
wir werden sehen, welchen Vorteil zwei Transistoren bieten. Wir haben es
hier mit einer ganz besonderen Art einer Darlingtonschaltung zu tun. Die
konventionelle besteht entweder aus zwei hintereinander geschalteten
NPN- oder aus zwei hintereinander geschalteten PNP-Transistoren. Wäre
Teilbild 3.2 eine konventionelle Darlingtonschaltung, bestünde sie aus
zwei NPN-Transistoren. Dies hätte den Nachteil, dass die minimale
Spannung zwischen Ue und Ua zwei Basis-Emitter-Schwellenspannungen
entspricht. Das ist die absolut niedrigste Spannung bei der eine
konventionelle NPN oder PNP-Darlingtonschaltung gerade noch arbeiten
kann. Was wir hier haben ist eine komplementäre NPN-Darlingtonschaltung.
Der Leistungstransistor T1 ist ein PNP- und der Treibertransistor T3 ein
NPN-Transistor. Dieser Treibertransistor bestimmt den Charakter der
Darlingtonschaltung. Ist dieser (T3) ein NPN-Transistor, so ist dies die
ganze Darlingtonschaltung, wenn T3 ein PNP-Typ ist, dann ebenso die
ganze Darlingtonschaltung. Der grosse Vorteil der komplementären
Darlingtonschaltungen ist, dass die absolut minimale Spannung zwischen
Ue und Ua nur eine Basis-Emitter-Schwellenspannung beträgt und zwar die
von T3. Diese minimale Spannung zwischen Ue und Ua trifft dann zu, wenn
R1 so niederohmig ist, dass sein Spannungsabfall so klein ist, dass er
betreffs Verlustspannung vernachlässigt werden kann. Da die
Stromverstärkung einer Darlingtonstufe enorm viel höher ist, als die
einer Transistorstufe mit nur einem Transistor, darf R1 ohne
signifikanten Spannunsabfall viel grösser sein. Eine wichtige
Eigenschaft wie wir noch sehen werden. Warum auf T1 T3 und nicht T2
folgt, hat mit dem Vergleich zur Schaltung in Bild 5 zu tun. Mehr
Informationen über die komplementäre Darlingtonschaltung vermitteln die
beiden Elektronik-Minikurse:
Wir kommen jetzt zu Teilbild 3.3 die sich von Teilbild 3.2 nur in C5
unterscheidet. Mit dieser Schaltung haben wir beinahe schon das was wir
wollen - eine elektronische Brummsiebung. Die an der DC-Spannung
überlagerte Rippelspannung Ur am Eingang Ue, wird mittels
R1C5-Tiefpassfilter so starkt bedämpft, dass an der Basis von T3 eine
geglättete DC-Spannung vorliegt, die der DC-Spannung an Ue entspricht.
Allerdings stimmt dies nur dann, wenn Ua gar nicht oder nur geringfügig
mit Strom belastet ist. Der T3-Basisstrom muss so gering sein, dass es
über R1 keine signifikante DC-Spannung gibt. Da C5 keine Rippelspannung
Ur aufweist, liegt diese folgerichtig über R1. An Ua muss nun ebenfalls
folgerichtig die Eingangs-DC-Spannung minus einer
Basis-Emitter-Schwellenspannung ohne Rippelspannung Ur vorliegen. Dies
ist der Fall wenn die Rippelspannung Ur an Ue so niedrig ist, dass die
minimale DC-Spannung zwischen Ue und Ua in keinem Augenblick
unterschritten wird. Passiert dies, zeigt sich an Ua ebenfalls zumindest
ein Teil der Rippelspannung die an Ue anliegt. Da diese
Ua-Ue-Differenzspannung einer Basis-Emitter-Schwellenspannung
entspricht, verträgt diese Schaltung praktisch keine Rippelspannung an
Ue, ohne dass diese an Ua nicht zumindest etwas wirksam wird.
Wie löst man dieses Problem? Man könnte R1 so gross wählen, dass bei
Strombelastung an Ua der Basisstrom an R1 einen so grossen
DC-Spannungsabfall bewirkt, dass die Ua-Ue-Differenzspannung so gross
wird, damit die Schaltung eine gewisse Höhe der Rippelspannung
verarbeitet und so an Ua eine sauber geglättete DC-Spannung vorliegt.
Dies hätte allerdings zum Nachteil, dass der Spannunsabfall über R1 von
der Erwärmung von T1 abhängig ist, weil dessen Stromverstärkung
ebenfalls temperaturabhängig ist. Und es kommt hinzu, dass die Spannung
über R1 und damit auch die Ua-Ue-Differenzspannung vom Laststrom an Ua
abhängig ist. Das sieht gar nicht gut aus und deshalb kommen wir zu
Teilbild 3.4, die mit dem bedeutungsvollen R3 erweitert ist. Die Lösung
naht...
Teilbild 3.4 zeigt die vollständige Prinzipschaltung. R1 wird so
niederohmig gewählt, dass ohne R3 der geringe T3-Basisstrom über R1 nur
eine kleine Spannung bewirkt, wenn der Strom am Ausgang den maximalen
Wert hat. Nachträglich wählt man R3 so niederohmig, dass über R1 eine
Spannung abfällt, die addiert mit der Basis-Emitter-Schwellenspannung
von T3 etwas grösser ist als die maximale Rippelspannung Ur. Man muss
dafür sorgen, dass der Querstrom von Ua über R1 und R3 nach Ue bei
maximalem Ausgangsstrom an Ua etwa 3 bis 5 mal so gross ist wie der
Basisstrom an T3. Dadurch wird die Schaltung für den angewandten Zweck
genügend temperaturunempfindlich.
Der parallele Widerstandswert von R1 und R3 bilden mit C5 ein passives
Tiefpassfilter erster Ordnung. Der Widerstandswert, der in Serie mit C5
das Tiefpassfilter bildet, ist genaugenommen etwas niederohmiger als der
Parallelwert von R1 und R3, weil schliesslich ein Basisstrom zum
Transistor T3 fliesst. So genau muss man dies aber nicht nehmen, weil
der Strom über R1 und R3 grösser ist als der T3-Basisstrom. Die
Grenzfrequenz dieses Tiefpassfilter sollte man möglichst niedrig halten,
weil man damit eine besonders gute Dämpfung der 100-Hz-Brummspannung
(100 Hz, weil 2-Weg-Gleichrichtung!)) erzielt und als Nebeneffekt
erreicht man noch den sogenannten Slow-Turn-On-Effekt, der z.B. dazu
dient, in Audioanlagen Einschaltknackgeräusche zu vermeiden. Eine
Zeitkonstante im 100-ms-Bereich (z.B. eine halbe Sekunde) ist etwa
vernünftig. Dazu später noch etwas differenzierter.
Die Brummsiebung im Detail
Es folgt eine differenzierte Ausführung wie die elektronische Brummsiebung arbeitet. Es ist sehr wichtig um den Inhalt dieses Kapitels zu verstehen, dass man sich die Datenblätter für die beiden Transistoren BD240 (T1) und BC550 (T3) besorgt. Wir kommen zu Bild 4:
Auf diese elektronische Brummsiebung folgt irgend eine
Spannungsregelschaltung die einen Strom von maximal 300 mA liefert. Das
heisst, sie enthält auch eine Strombegrenzung gleich oberhalb des
Maximalstromes. Der Ladelko CL bei der Gleichrichterschaltung ist so
dimensioniert, dass bei einem DC-Strom von 300 mA eine maximale
Rippelspannung von Ur = 1.5 Vpp entsteht. Es genügt hier zu wissen, dass
dies gegeben ist, wenn CL einen Wert von 2000 µF hat. Wie gross die
DC-Ausgangsspannung ist, spielt dabei keine Rolle. Uns interessiert hier
einzig, dass der Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung so
niedrig wie möglich realisiert wird. Das ist natürlich vor allem dann
interessant, wenn die Ausgangsspannung relativ niedrig ist. Dadurch hält
man die Verlustleistung niedrig und der Wirkungsgrad akzeptabel.
Es ist grundsätzlich die selbe Schaltung wie in Teilbild 3.4. Bei einem
T1-Kollektorstrom (Strom Ia) von 300 mA und einer
Kollektor-Emitter-Spannung von knapp 2 VDC, beträgt die
Stromverstärkung von T1 (BD240) einen Faktor von etwas mehr als 100. Da
jedoch durch die eingangsseitige Rippelspannung (Brummspannung), im
vorliegenden Beispiel, die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 bis auf 0.8
V reduziert wird, müssen wir im Datenblatt des BD240 genau nachsehen,
wie hoch dabei die Stromverstärkung noch ist. Das Diagramm
Collector-Emitter Saturation Voltage vs Base-Current gibt
Auskunft. Bei 0.8 V beträgt die errechnete Stromverstärkung gerade noch
100. Bei einem Kokllektorstrom von 300 mA wird ein Basisstrom von 3 mA
erwartet. Schauen wir nach, wieviel Basisstrom für eine
Kollektor-Emitter-Spannung von nur 0.2 V benötigt wird, sind es 4 mA,
was die Stromverstärkung auf 75 reduziert. Wir rechnen mit diesem Wert
und sind damit auf der sicheren Seite. Es gibt beim BD240 die
Ausführungen A, B und C. Damit werden nur die maximalen
Kollektor-Emitter-Spannungen bei keinem und nur geringem Kollektorstrom
von -30 mA unterschieden. Auf die Stromverstärkung haben diese
Endbezeichnungen keinen Einfluss.
Dieser T1-Basisstrom von 4 mA ist in Bild 4 eingetragen. Als nächster
Schritt wollen wir wissen, wie gross die Stromverstärkung des
Kleinsignaltransistores BC550C (T3) ist und konsultieren dazu das
Datenblatt. Hier ist die Datenblattsuche betreffs Informationsinhalten
etwas problematisch. Ich habe zwei einander ergänzende Datenblätter
gefunden. Das eine ist von Fairchild und das andere von Micro
Electronics LTD. Es lohnt sich auf jedenfall den BC550C - der C-Typ -
einzusetzen, weil dieser die höchste Stromverstärkung aufweist. Im
Vergleich zum BD240 stehen hier die Buchstaben am Schluss für den
Bereich der Stromverstärkung.
Fairchild-Datenblatt: Bei einem kleinen Basisstrom von 50 µA ist
oberhalb einer Kollektor-Emitter-Spannung von 1 V der Kollektorstrom mit
etwa 12 mA konstant. Das heisst die Stromverstärkung beträgt 240. Bei
etwa 0.5 V sind es immer noch 200. Dieses Diagramm bezieht sich
allerdings auf den BC546 und dies gilt ebenso für den BC550.
Entscheiden wir uns für den hoch-stromverstärkenden BC550C, ist die
Stromverstärkung mindestens drei mal höher, also rund 600. Realisieren
wir eine sehr grosszügige Sicherheitsmarge und setzen einen Wert von 300
ein. Damit darf die Kollektor-Emitter-Spannung von T3 den Wert von 0.5 V
wesentlich unterschreiten. Der T3-Basisstrom beträgt etwa 13 µA. Da
dieser Strom sehr niedrig ist, sind wir grosszügig mit der Wahl des
Querstromes von Ue über R1 und R3 nach Ua und wählen einen Wert 0.15 mA
durch den Widerstand R3. Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3
beträgt beim angegebenen T3-Kollektorstrom von 4 mA etwa 0.65 V. Für die
Bestimmung von R3, dividieren wir diese 0.65 V durch den Strom von 0.15
mA. Der errechnete Wert beträgt 4.33 k-Ohm. Wir setzen für R3 einen Wert
von 4.7 k-Ohm ein. Der Strom durch R3 beträgt dann 0.14 mA. So genau
darf man dies aber nicht nehmen, weil die
Basis-Emitter-Schwellenspannung exemplarisch streut und mit etwa -2 mV/K
temperaturempfindlich ist.
Wir berechnen jetzt R1. Da die Rippelspannung Ur einen maximalen Wert
von 1.5 Vpp hat, definieren wir, dass Spannungsdifferenz zwischen Ue und
Ua maximal 2 VDC beträgt, und berechnen diese für 1.8 VDC. Dies
bedeutet, dass die Spannung über R1 1.35 VDC betragen muss. Der Strom
durch R3 von 0.15 mA addiert sich mit dem T3-Basisstrom zum Strom von
0.163 mA durch R1. Die Spannung über R1 dividiert durch den Strom durch
R1 ergibt einen Wert von 7.05 k-Ohm Wir setzen für R3 einen Wert von 6.8
k-Ohm ein, wodurch sich die Spannung über R1 von 1.15 VDC auf 1.1 VDC
reduziert. Diese präzisen Überlegungen spielen auf Grund der
Bauteiltoleranzen und der bereits erwähnten Toleranzeigenschaften der
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 eine untergeordnete Rolle. Die
Praxis ist folgende: Man misst die Spannung zwischen Ue und Ua. Weicht
sie zu sehr von der Erwartung ab, korrigiert man sie, in dem man
parallel zu R1 oder R3 höherohmige Widerstaände zufügt, oder man tauscht
R1 oder R3 einfach aus.
Damit diese Schaltung überhaupt als elektronische Brummsiebung arbeiten
kann, benötigt es C5. Die Bezeichnung C5 wie C3 ist an die Schaltung in
Bild 5 angepasst. Der Parallelwiderstandswert von R1 und R3
multipliziert mit der Kapazität von C5 ergibt eine Zeitkonstante von
etwa 0.3 s. Die Grösse dieser Zeitkonstante reicht für einen sanften
Spannungsanstieg beim Einschalten der Netzspannung (Slow-Turn-On) aus,
damit eine Audioschaltung nicht störend knackt. Wir wollen noch
herausfinden, wie stark dieses passive Tiefpassfilter erster Ordnung mit
seiner Grenzfrequenz von 0.56 Hz die 100-Hz-Rippelspannung mit der
Spannung Ur = 1.5 Vpp dämpft. Dazu braucht es keine grosse Rechnerei.
Bei rund 0.5 Hz beträgt die Dämfung 3 dB. Bei 50 Hz beträgt sie 40 dB,
weil ein Tiefpassfilter erster Ordnung eine Dämpfungsrate von 20
dB/Frequenzdekade hat. Bei 100 Hz kommen noch einmal 6 dB
(6 dB/Frequenzoktave) hinzu. Dies gibt eine Dämpfung von 46 dB und das
ist ein Wert von 200. Die Rippelspannung von 1.5Vpp wird auf einen Wert
von 7.5 mVpp an Ua gedämpft. Das ist sehr viel für den Zweck, dass
eine Spannungsregelung nachgeschaltet wird. Will man, dass das gesamte
Netzteil schneller einschaltet, z.B mit einer Zeitkonstante von nur
einem Viertel mit 75 ms (C5 = 22µF), reduziert sich die Dämpfung auf 34
dB. Die Rippelspannung an Ua beträgt dann 30 mVpp und das ist noch immer
niedrig für eine nachgeschaltete Spannungsregelung, die ihrerseits die
Rippelspannung u.a. regeltechnisch dämpft.
Der mittlere Spannungsabfall über der elektronischen Brummsiebung, also
über T1, beträgt 1.8 VDC mit einer gewissen Toleranz, die bereits
erwähnt ist. Der minimale Spannungsabfall von 0.8 V ergibt sich beim
unteren Rippelspannungswert. Siehe dazu Diagramm links von der Schaltung
in Bild 4. Bei diesen 0.8 V ist die Dämpfung der Rippelspannung noch
einwandfrei garantiert, weil durch die grosszügige Dimensionierung der
Schaltung beide Transistoren mehr als genügend Reserven in der
Stromverstärkung haben.
Was jetzt noch fehlt ist die Betrachtung der Verlustleistung. Im
Betriebszustand verbraucht der Leistungstransistor T1 nur wenig
Leistung. Bei einem Strom von 300 mA und einer Spannung von 2 VDC, sind
das gerade 0.6 W. T1 kommt mit seinem TO220-Gehäuse gerade noch knapp
ohne Kühlkörper aus. Trotzdem ist es ratsam ein kleiner Kühlkörper
vorzusehen, denn besonders dann, wenn die Schaltung im Slow-Turn-On-Mode
arbeitet, durchfährt T1 je nach Eingangsspannung Ua und maximalem
Ausgangsstrom vom 300 mA eine nicht zu unterschätzende kurzzeitige
Verlustleistung.
Worst-Case: Wenn die Ausgangsspannung der nachgeschalteten
Spannungsregelung Kurzschluss aufweist und ein Begrenzungsstrom in
Aktion ist, gibt es diesen auch schon bei einer niedrigen Spannung Ua.
Angenommen Ue hat nach dem Einschalten der Netzspannung einen Wert von
25 VDC und der Strom beträgt bei Ua = 12 VDC (momentan) den
Strombegrenzungswert von von z.B. 350 mA, dann beträgt die
Verlustleistung an T1 bereits 4.6W (0.35A*13V). Diese Verlustleistung
dauert mit weniger als die dimensionierte Zeitkonstante von 0.3 s nur
sehr kurz. Trotzdem muss man daran denken, dass diese Verlustleistung
mit einem kleinen Kühlkörper abgeleitet werden muss.
Man betrachte im BD240-Datenblatt das Diagramm Maximum Forward-Bias
Safe Operating Area. Da sieht man drei Strom/Spannungs-Kurven für
eine sehr kurzzeitige Belastung von gerade bloss 300 µs bis 10 ms. Bei
längeren Zeiten gilt die Dauerbelastungskurve mit der Bezeichnung
DC-Operation. Diese Kurve gilt für unsere Anwendung. Aus dieser Kurve
lesen wir, wenn der Kollektorstrom -300 mA beträgt, darf die maximale
Kollektor-Emitter-Spannung -60 VDC betragen, wobei wegen der
Spannungsfestigkeit mindestens der Typ BD240A zum Einsatz kommen muss.
Dies entspricht einer Verustleistung von 18 W. Bei dieser Leistung ist
eine maximale Gehäusetemparatur von 75 Grad Celsius zulässig. Wenn
jedoch eine solche Verlustleistung nur wenige 100 ms andauert, reicht
ein kleiner Aufsteck-Kühlkörper wegen der Erwärmungsträgheit völlig
aus. Erst recht, wenn die Spannung niedriger ist als die erwähnte
Worstcase-Spannung von -60 VDC.
Wir kommen jetzt noch zum Kleinsignaltransistor BC550C (T3). Die
maximale dauerhafte Verlustleistung ist mit 500 mW ausreichend. Der
Kollektorstrom beträgt maximal 4 mA. Eine Kollektor-Emitter-Spannung von
45 V würde eine Verlustleistung von gerade 180 mW erzeugen. Bei höherer
Spannung bis 65 V (260 mW) müsste man anstelle des BC550C einen BC546C
einsetzen.
Ganz zum Schluss zur Schaltung in Bild 4 fehlt noch die Erklärung für
den Kondensator C3. Diese Schaltung hat zwar eine sehr hohe Strom-, aber
eine sehr geringe Spannungsverstärkung. Diese beträgt, weil es sich um
einen Spannungsfolger handelt, nur 1. Da die verwendeten Transistoren
relativ hohe sogenante Transitfrequenzen haben, können wegen
parasitären Effekten leicht Instabilitäten in Form von hochfrequentem
Oszillieren entstehen. C3 wirkt als sogenannte Frequenzgangkompensation
und sorgt dafür, dass die HF-Schwingneigung wirksam unterdrückt wird.
Es kann nicht garantiert werden, dass der Wert von 10 nF bei jedem
Schaltungsaufbau immer korrekt ist. Wenn nicht, muss man den Wert
empirisch selbst ermitteln.
Vollständige Schaltung eines spannungssymmetrischen Netzteiles
Bild 5 zeigt eine vollständige Schaltung mit Netztrafo TR,
Brückengleichrichter BG, Siebung C1 (C2), zwei Schaltungen für die
elektronische Brummsiebung und die "dreibeinigen" beschalteten
Spannungsregler für eine positive und negative, d.h. symmetrische
Ausgangsspannung ±Ub. Diese beträgt ±20 VDC, welche an den beiden
Trimmpots R9 und R10 fein abgestimmt werden. Diese Schaltung wurde
für eine ursprüngliche Anwendung für ±20 VDC und maximal ±3 A
eingesetzt. Je nach maximalem Laststrom oder andern Ausgangsspannungen
kann die Schaltung beliebig umdimensioniert werden, wozu der Leser
gewisse Grundlagen- und Fachkenntnisse benötigt. Für Ströme bis maximal
1 A genügen die legendären Spannungsregler LM317 für VR1 und LM337 für
VR2. Werden Ströme bis maximal 3 A benötigt, empfehlen sich LM350 für
VR1 und LM333 für VR2.
Betreffs LM333 gibt es allerdings einen Wehrmutstropfen. Er ist
mittlerweile veraltet und steht in der Obsolete-Liste von
früher National-Semiconductor und aktuell Texas-Instruments.
Er wird nicht mehr hergestellt. Die einzige Alternative, die ich
entdeckte, ist der LT1185 von
Linear-Technology.
Allerdings ist dieser Typ zu LM333 nicht pinkompatibel und er befindet
sich in einem 5-poligen TO220-Gehäuse. Er bietet dafür die Möglichkeit
zur Einstellung der Strombegrenzung mit einem zusätzlich externen
Widerstand.
Die Dimensionierung der Spannungsregelschaltung berücksichtigt die
1-Ampere-Version mit dem LM317 (VR1) und dem LM337 (VR2). Für die
positive Ausgangsspannung +Ub gilt die selbe Dimensionierung ebenso für
die 3-Ampere-Version mit dem LM350. Da jedoch der Spannungsregler für
die negative Ausgangsspannung -Ub (LM333) z.B. durch den LT1185 ersetzt
werden muss, kann die angegebene Dimensionierung nicht übernommen
werden. Man muss sich dafür das Datenblatt des LT1185 besorgen und die
Dimensionierungsanweisungen befolgen. Ich habe bisher mit dem LT1185
nicht gearbeitet und kann deshalb keine Erfahrung weitergeben.
R5 (R6) ist mit 240 Ohm im Datenblatt vorgegeben. Dieser Widerstand darf
kleiner aber nicht wesentlich grösser sein, weil sonst der Biasstrom des
Ajust-Einganges die Ausgangsspannung verfälscht. R7 (R8) und R9 (R10)
richten sich nach der erwünschten Ausgangsspannung und dessen
Einstellbereich. D1 (D2) verhindert ein Rückstrom durch VR1 (VR2), falls
die Schaltung vor VR1 (VR2), wegen eines Defektes, kurzschliesst und
sich C15 (C16) in Richtung Gleichrichterschaltung entlädt. Dieser Strom
fliesst dann durch D1 (D2). C11 (C12) reduziert die Rauschspannung die
VR1 (VR2) selbst erzeugt und die noch restliche Rippelspannung am
Eingang von VR1 (VR2). Im Falle eines Kurzschlusses am Ein- oder Ausgang
von VR1 (VR2), entladet sich C11 (C12) nicht durch VR1 (VR2), sondern
durch D3 (D4).
C7 (C8) ist zusätzlicher Teil der elektronischen Brummsiebung, obwohl seine Wirkung
eher minimal ist. C7 (C8) erfüllt jedoch noch einen andern Zweck.
Gemeinsam mit dem induktionsarmen Keramikvielschicht-Kondensator C9
(C10), bildet die gesamte Brummsiebung eine besonders niederohmige
Impedanz bei relativer grosser Frequenzbandbreite für den
Spannungsregler VR1 (VR2), der schliesslich auch eine ganz andere
Schaltung sein kann, als das was hier vorgeschlagen wird. C9 (C10)
gehört unbedingt in die Nähe von VR1 (VR2). Dies schreiben auch die
Datenblätter stets vor, denn viele integrierte Spannungsregler reagieren
mittels wildem Oszillieren empfindlich auf parasitäre Induktivitäten,
die einerseits durch Elkos - das sind Wickelkondensatoren - und
anderseits durch eine zulange Leitungen zustande kommt. C13 (C14)
parallel mit C15 (C16) bilden ebenfalls eine kapazitive Blocklast mit
niederohmiger Impedanz bei ebenso relativ grosser Frequenzbandbreite.
Wählt man C15 (C16) zu niedrig, verursachen schnelle Laststromänderungen
an ±Ub, zu Beginn des Regelvorganges von VR1 (VR2), relativ hohe
Spannungsspitzen. Man achte auf jedenfall darauf, dass C1 (C2) grösser
ist als C7 (C8) und C7 (C8) grösser ist als C15 (C16). Damit wird
garantiert, dass bei normaler Abschaltung der 230-VAC-Betriebsspannung,
keine Rückströme fliessen, obwohl sie wegen D1 (D2) trotzdem keinen
Schaden anrichten könnten. Der Keramikvielschicht-Kondensator C13 (C14)
gehört ebenfalls wie C9 (C10) in die Nähe von VR1 (VR2).
Wie die elektronische Brummsiebung arbeitet ist im Kapitel "Die
Brummsiebung im Detail" bereits ausführlich erklärt. Die
Vorgehensweise ist die selbe, nur dass der Laststrom mit 3 A hier zehn
mal so gross ist und für T1 anstelle von BD240 der MJ2955 und anstelle
des BC550 der BD239 zum Einsatz kommt. Diese Arbeitspferd-Kombination
eignet sich durchaus auch für Anwendungen mit höheren Strömen, wobei
dann die TO3- (2N3055 und MJ2955) der TO220-Gehäuseversion vorgezogen
werden sollte. Siehe dazu die Bauteilliste. Da das Netzteil
spannunssymmetrisch ist, werden für die elektronische Brummsiebung für
die negative Spannung komplementäre Transistoren, für T2 2N3055 und für
T4 BD240, eingesetzt.
Wir erinnern uns, die minimalste Spannung über T1 (T2) beträgt bei der
unteren Rippelspannung gerade noch 0.8 V. Es interessiert uns zunächst
wie gross der Basisstrom bei dieser Spannung beim MJ2955 und 2N3055 sein
muss. Es gibt von Motorola ein Datenblatt für den MJ2955 und 2N3055. Es
nennt sich Complementary Silicon Power Transistors. Das Diagramm
Collector Saturation Region hat die Parameter für die Ströme von
1 A, 4 A und 8 A. Man muss also aus dem 4A-Parameter den für 3 A
interpolieren. Es gilt von beiden Transistoren der schlechtere Wert,
also der höhere Basisstrom, damit die Schaltung symmetrisch realisiert
werden kann. Bei linearer Interpolation kommt man auf einen Basisstrom
von 112 mA. In Wirklichkeit genügt ein etwas geringerer Basisstrom. Wir
lassen es aber dabei. Es möge der Reserve dienen. Dieser Basisstrom ist
der Kollektorstrom für T3 (T4). Nun sehen wir in den Datenblättern des
BD239 und BD240, wie gross die Basiströme bei einer
Kollektor-Emitter-Spannung von 0.8 V sein muss. Es sind 0.7 mA.
Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T3 (T4) beträgt bei einem
Kollektorstrom von mehr als 100 mA etwa 0.7 V. Wir wählen einen
Querstrom durch R1 (R2) und R3 (R4) der etwa drei bis vier mal grösser
ist als der Basisstrom von T3 (T4) von 0.7 mA. Der Strom von 2.1 mA soll
durch R3 (R4) fliessen. Dies ergibt einen Widerstand R3 (R4) von 330 Ohm
und R1 (R2) von 390 Ohm (Strom = 2.8 mA). Der Wert des
Parallelwiderstandes liegt - Basisstrom von T3 (T4) miteinbezogen - bei
etwa 150 Ohm. Für eine Einschalt-Zeitkonstante von etwa 300 ms, müsste
für C5 (C6) ein Elko mit einer Kapazität von 2'200 µF eingesetzt
werden. Für schnellere Einschaltung und trotzdem genügend grosse
Dämpfung der Rippelspannung genügt ein Wert von 470 µF.
Wenig Verlustleistung, dort wo es wichtig ist!
Die Dimensionierung Schaltung in Bild 5 zeigt eine betriebsbereite
Speisung für eine Ausgangsspannung von ±20 VDC bis maximal ±3 A. Dies
gilt allerdings nur, wenn für VR2 ein LM333 eingesetzt werden kann. Da
dieser, wie erwähnt, nicht mehr käuflich ist, muss VR2 z.B. durch den
LT1185 ersetzt und nach Angabe des Datenblattes dimensioniert werden.
Eine solche Speisung eignet sich z.B. für den Betrieb einer grossen
Audio- oder analogen Messanlage mit vielen getrennten Kanälen. Damit
diese sich gegenseitig über die gemeinsame Speisespannung nicht
beeinflussen, sollten diese Boards zusätzlich kleine
Spannungsregelschaltungen enthalten, die von der vorliegenden ±20 VDC
z.B ±15 VDC erzeugen. Auf diesen Boards genügen oft fixe dreibeinige
Spannungsregler (7815, 7915). Die Vorregelung hat zusätzlich den
Vorteil, dass auf den hochwertigen Analogboards nur wenig
Verlustleistung und Wärme erzeugt wird. Werden niedrigere oder höhere
Betriebsspannungen auf den analogen Boards benötigt, ist die Schaltung
in Bild 5 entsprechend anzupassen. Ebenso ist dies nötig, wenn der
Summenstrom grösser oder wesentlich niedriges ist als die 3 A, wie die
vorliegende Anwendung zeigt.
Die Schaltung in Bild 5 ist ein kleines Derivat
aus einem grossen Projekt des Institutes für Signal und
Informationsverarbeitung (ISI) an der ETH-Zürich. Es ging dabei um einen
speziellen Audiometriemessplatz, bei dem 24 DSP-Systeme mit 24 analogen
Baugruppen, 24 Endverstärkern und ebenso vielen Lautsprechern im Einsatz
waren.
Eine wichtige technische Information
Die technischen Daten sind letztlich von der individuellen
Dimensionierung der Schaltung abhängig. Wichtigste Information betreffs
dieses Artikels ist folgende: Mit den (dreibeinigen) Spannungsreglern
mit einstellbaren Ausgangsspannungen erreicht man Rauschwerte die im
Zehn- bis maximal Hundert-Mikrovoltbereich liegen. Werden diese
Spannungsregler von einem simplen Gleichrichter mit Siebelko gespiesen,
erhalten diese eine Rippelspannung, die in der Grössenordnung von
maximal einigen Volt liegt. Diese wird durch die Spannungsregelung mit
etwa 60 bis 70 dB gedämpft, was eine Ausgangsrippelspannung des
Spannungsreglers im Millivoltbereich zur Folge haben kann. Dieser Wert
ist jedenfalls grösser als das Eigenrauschen des Spannungsreglers. Die
elektronische Brummsiebung alleine reduziert die Rippelspannung der
geglätteten Gleichrichterspannung bereits auf wenige 10 mV, oder sogar
unter 10mV, wenn die Schaltung im Slow-Turn-On-Mode arbeitet. Dadurch
veringert sich die Rippelspannung am Ausgang des Spannungsreglers weit
unterhalb dessen Rauschspannung.
Man könnte jetzt einwenden, dass eine elektronische Brummsiebung gar
nicht nötig ist, wenn auf externen Boards zusätzliche Spannungsregler
im Einsatz sind. Das ist richtig gedacht. Will man jedoch eine
universelle Hauptregelschaltung mit der Möglichkeit auch bei direkter
Nutzung eine ultrasaubere DC-Spannung zu haben, dann lohnt sich eben der
kleine Zusatzaufwand. So etwas ist oft in einem Forschungsprojekt
sinnvoll, wenn noch nicht restlos klar ist, wozu man die Hauptspeisung
noch für alles gebrauchen wird.
Trafo und Gleichrichtung
Es würde den Rahmen dieses Elektronik-Minikurses sprengen, wenn wir hier
exakt auf die Dimensionierung von Trafo, Gleichrichtung und Glättung mit
Formeln eingehen würden. Dies wäre ein sehr grosses Thema für sich. Wenn
sich dafür jemand interessiert und diesem Thema näher auf den Grund
gehen will, dann empfehle ich das Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk mit dem
Kapitel "Stromversorgung". Ich bin im Besitze der 9. Auflage
dieses Buches (ISBN: 3-540-19475-4). Ob die neuste und aktuellste
Ausgabe noch immer dieses Thema beinhaltet, weiss ich nicht.
Es soll hier in groben Zügen gezeigt werden, warum man für dieses
Netzteil mit einer Ausgangspannung von ±20 VDC, einem Strom von maximal
±3 A und einer elektronischen Brummsiebung gleich einen Trafo mit einer
Wirkleistung von beinahe 300 VA benötigt, wobei die gesamte elektrische
Sekundärwirkleistung bloss 168 W (2*28V*3A) beträgt. Wir gehen das voll
und ganz auf der praktischen Ebene an. Man betrachte dazu Bild 5.
Wir gehen von der Ausgangsspannung ±Ub von ±20 VDC und einem maximalen
Strom von ±3 A aus. Damit die Spannung von ±20 VDC von VR1 (VR2) sicher
geregelt werden kann, muss die minimale Dropoutspannung (Spannungsabfall
zwischen Ein- und Ausgang) dieser Spannungsregler garantiert werden
können. Dazu werfen wir einen Blick in das Datenblatt des LM350 (VR1)
und des LT1185 (VR2). Beim LM350 liegt die Dropoutspannung bei einem
Strom von 3 A bei etwa 2.3 VDC. Wir wählen als sicheren Betrag eine
minimale Dropoutspannung von 3 VDC. Der LT1185 ist ein moderner
Low-Dropout-Spannungsregler der mit nur 0.75 VDC bei -3 A zu Buche
schlägt. Damit man genügend frei ist, anstelle des LT1185 eine andere
Regelschaltung für die negative Ausgangsspannung einzusetzen, setzen wir
auch hier eine minimale Dropoutspannung von 3 VDC fest. Vor den beiden
Spannungsreglern benötigen wir somit eine minimale Spannung ±23 VDC.
Damit ist genaugenommen, der untere Rippelspannungswert der DC-Spannung
zu verstehen. Da nach der elektronischen Brummsiebung die Rippelspannung
Ur maximal jedoch nur noch wenige 10 mVpp beträgt, kann man gerade so
gut sagen, dass die minimale DC-Spannung vor VR1 (VR2) nicht weniger als
±23 VDC betragen sollte.
Wir kommen jetzt zur elektronischen Brummsiebung. Wie diese genau
funktioniert lesen wir weiter oben im Kapitel "Die Brummsiebung im
Detail". Hier geht es nur darum zu wissen, dass minimale
Dropoutspannung zwischen dem Ein- und Ausgang dieser Schaltung grösser
sein muss, als die maximale Rippelspannung Ur über dem Ladeelko C1 (C2).
Definieren wir diese Rippelspannung auf maximal 1.5 Vpp, so ist eine
minimale Dropoutspannung von etwa 2 VDC richtig. Diese Rippelspannung
ergibt sich bei Doppelweg-Gleichrichtung bei einem DC-Strom von 3 A und
einer Kapazität von C1 (C2) = 22'000 µF. Diese Rippelspannung ist der
theoretische Maximalwert. Der praktische Wert ist wegen des
Innenwiderstandes der Trafosekundärwicklung und wegen dem
Lastwiderstand, der sich aus der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom
gibt, niedriger. Man kann diese Rippelspannung ganz exakt berechnen,
lohnt sich aber oft nicht, weil man immer auch an die
Kapazitätstoleranz des Ladeelko C1 (C2) denken muss. C1 (C2) muss im
Falle des Leerlaufes (kein Ausgangsstrom) und einer
230-VAC-Netzüberspannung von 5% 32 VDC aushalten. Ein 35-V- oder
40-V-Typ ist die richtige Wahl.
Mit dieser Dropoutspannung von 2 VDC kommen wir auf eine minimale
Spannung von ±25 VDC am Emitter von T1 (T2). Das gilt allerdings nur
dann, wenn wir Unterspannungen am 230-VAC-Netz ignorieren. Wir tun das
besser nicht und gehen davon aus, dass diese um 5% nach unten abweichen
kann. Dies bedeutet, dass diese ±25 VDC nicht bei 230 VAC, sondern bei
218.5 VAC gelten. Bei 230 VAC sind es also 26.3 VDC. Wir legen diese
Spannung auf ±27 VDC fest. Beachte die Spannungswerte in Klammern in
Bild 5. Diese gelten bei der korrekten Netzspannung von 230 VAC.
Wir kommen jetzt zum letzten Schritt. Es geht um den Trafo. Für die
Dimensionierung des Elko C1 (C2) verweise ich auf das selbe obengenannte
Kapitel im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und
Ch.Schenk. Zwischen den beiden Eingängen der beiden Brummsiebschaltungen
gibt es unter Volllast eine Spannung von 56 VDC. Bei einem Strom von 3 A
sind dies 168 W. Da mit C1 und C2 die Trafosekundär-AC-Spannung auf
praktisch den Sinusspitzenwert geladen wird, ist diese AC-Spannung um
den Faktor 20.5 niedriger als die DC-Spannung über C1 plus
C2. Dies bedeutet - damit der Energiesatz nicht verletzt wird -, dass
der trafosekundäre AC-Strom um den Faktor 20.5 (1.414)
grösser ist als der DC-Strom. Anstelle von 3 A wären dies 4.24 A.
Allerdings stimmt dieser Umrechnungsfaktor trotzdem nicht, was damit zu
tun hat, dass das periodische Nachladen der Ladelkos C1 und C2 immer mit
sehr hohen Stromspitzenwerten erfolgt. Damit diese Stromspitzen den
Trafo möglichst wenig bis lieber gar nicht kurzzeitig in die
Kernsättigung treiben, muss dieser 1.414-Wert erhöht werden. Der
eigentliche Wert ist auch vom Innenwiderstand der Trafosekundärspannung
abhängig. Das alles wird etwas kompliziert. Ein
Trafohersteller hat mir mal gesagt, dass man mit einer sogenannten
Brücken-Kondensatorschaltung mit einem Formfaktor von 1.8 (anstatt von
1.414) meist richtig liegt. Bei extrem niedrigem Innenwiderstand und
sehr hohen Ladekapazitäten kann der Formfaktor auch 2 betragen.
Multipliziert man diese 56 VDC mit 3 A und dem Formfaktor von 1.8 kommt
man auf eine Trafoleistung von 302 VA:
56VDC * 3A * 1.8 = 302VA
Die Wahl fällt also auf einen Trafo mit 300 VA oder vielleicht sogar etwas
mehr. Vor allem dann, wenn das Netzteil praktisch immer unter Volllast
steht.
Ein Trafo dieser Leistungsklasse, vor allem wenn es ein Ringkerntrafo
ist, hat sehr grosse Einschaltstromimpulse. Selbst eine superträge
Sicherung im Primärkreis haltet solche Stromstösse schlecht aus. Was
hier nötig ist, ist eine sogenannte Einschaltstrombegrenzungen. Dazu
gibt es zwei Elektronik-Minikurse mit Lösungsvorschlägen:
-
Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos
- Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos, ohne Trafo-Sekundärspannung
Uns interessiert jetzt noch die AC-Spannung der beiden
Sekundärwicklungen des Trafo unter Volllast. Der Spannungsabfall einer
Diode pro Halbbrücke für die positive oder negative Ausgangsspannung
beträgt rund 1 V. 2/3 der Rippelspannung Ur schlägt mit etwa 1 V zu
Buche und die minimale DC-Spannung von 27 VDC bezieht sich auf den
unteren Rippel-GND-Spannungswert. Siehe dazu in Bild 5 das Diagramm oben
links. Warum der untere Spitzenwert zum Mittelwert der Rippelspannung Ur
2/3 und nicht 50% ausmacht, also der Mittelwert nicht symmetrisch zum
oberen und unteren Spitzenwert liegt, hat mit der Form der
Rippelspannung zu tun. Dies wird mittels Graphik im Kapitel
"Stromversorgung: Netzgleichrichter" im Buch
Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch.Schenk
verdeutlicht.
Die Sekundärspannung des Trafo errechnet sich aus der minimalen
DC-Spannung von 27 VDC (unterer Spannungsrippel gegen GND) addiert mit
einer Diodenflussspannung von etwa 1 VDC und der Rippelspannung von 1.5
Vpp, und diese Summe dividiert durch Quadratwurzel aus 2:
(27VDC + 1VDC + 1.5Vpp) / 20.5 = 20.9VAC
Das Resultat ist eine Sekudärspannung von 20.9 VAC. Wir könnten jetzt
einfach auf 21 VAC aufrunden, was rein mathematisch schliesslich korrekt
wäre. Wir müssen allerdings auch daran denken, dass
Elektrolytkondensatoren keine Musterknaben an Präzision sind. Eine
Kapazitätstoleranz von ±20 % ist üblich. Wenn es der Zufall will, dass
die Kapazität von C1 (C2) um 20 % niedriger ist, dann ist die
Rippelspannung eben auch um 20 % höher. Anstatt 1.5 Vpp sind es 1.8 Vpp.
Aus 20.9 VAC werden es 21.2 VAC. Es ist daher korrekter die
Nennspannungen der beiden Sekundärwicklungen auf je 22 VAC festzulegen.
Nebenbei hier angedeutet: Bei dieser Erhöhung der Rippelspannung muss
man R1 (R2) eventuell leicht erhöhen, damit die Dropoutspannung über der
elektronischen Brummsiebung sicher grösser ist als die Rippelspannung.
Es genügen dazu wenige 100 mV.
Bauteilliste
Diese Liste enthält die Bauteile für die dimensionierte Schaltung in
Bild 5 für die Ausgangsspannung von ±20 VDC und einem Laststrom von
maximal ±3 A. Es ist dem Leser selbst überlassen die gesamte Schaltung
seinen persönlichen Bedürfnissen anzupassen. Wie bereits erwähnt, kann
man für VR1 einen LM317 und VR2 einen LM337 einsetzen, wenn ein
maximaler Strom von ±1 A ausreicht. In diesem Fall kann die
Trafonennleistung und die Kapazitäten von C1 (C2) auf 1/3 reduziert
werden. Ebenso kann ein kleinerer Brückengleichrichter mit weniger
Maximalstrom verwendet werden. Es lohnt sich jedoch nicht bei der
Eingangsspannung des Brückengleichrichters zu sparen, weil der
Preisunterschied zu gering ist. Eine Spannung von 200 VAC empfiehlt sich
auf jedenfall, auch wenn die Trafosekundärspannung niedriger gewählt
wird. Man muss immer auch etwas an Überspannungsimpulse denken.
Werden niedrigere Ausgangsspannungen benötigt, können die
Trafosekundärspannungen reduziert werden, was die Trafonennleistung
ebenfalls reduzieren kann. Für den Einsatz von maximal ±1 A empfiehlt es
sich für T1 (T2) und T3 (T4) die selben Transistoren für den sicheren
Betrieb zu verwenden. R1 (R2) und R3 (R4) kann man etwas
überproportional reduzieren, weil bei geringerem Strom von T1 (T2) die
Stromverstärkung grösser ist. C5 (C6) kann man für die selbe
Zeitkonstante ebenfalls verringern. Mit T1 und T2 kann
man bei ausreichender Kühlung auch wesentlich höhere Ströme bis gut 10 A
oder etwas mehr zumuten. Man muss dann allerdings für den
Einschaltvorgang darauf achten, dass die Safe-Operating-Area (SOA) von
T1 (T2) nicht verletzt wird, weil sonst dieser Transistor leicht
zerstört werden kann. Bei einem Strom von 10 A, darf die
Kollektor-Emitter-Spannung 11 V nicht überschreiten, während bei 3 A
diese Spannung maximal 40 V sein darf. Dazu konsultiere man das
Datenblatt. Bei weniger Strom als ±1 A kann man selbstverständlich
"schwächere" Transistoren einsetzen. Das Kapitel "Die Brummsiebung im
Detail", weiter oben, hat dazu einige Hinweise.
Halbleiter ---------- BG 5A / 200V T1 MJ2955 (TO3) oder MJE2955T (TO220) T2 2N3055 (TO3) oder MJE3055T (TO220) T3 BD239B (TO220) T4 BD240B (TO220) VR1 LM350 VR2 LM333 (leider nicht mehr erhältlich, Alternative: LT1185, siehe Text!) D1-D4 1N4002 Kondensatoren ------------- C1, C2 22'000 µF / 40V (Elko) C3, C4 10 nF / 40V (Keramik) C5, C6 470 µF / 40V (Elko) [C5, C6 2'200 µF / 40V (Elko) Zweck: Slow-Turn-On] C7, C8 1'000 µF / 40V (Elko) C9, C10 100 nF / 40V (Keramikvielschicht) C11, C12 10 µF / 25V (Elko, evtl. Tantal) C13, C14 100 nF / 25V (Keramikvielschicht) C15, C16 100 µF / 25V (Elko) Widerstände 0.25 Watt ---------------------- R1, R2 390 R3, R4 330 R5, R6 158 (aus der E96-Reihe) R7, R8 2k1 (aus der E96-Reihe) R9, R10 500 (Trimmpotmeter) Diverses -------- TR Trafo 220V / 2 x 22V 300VA (vorzugsweise Ringkern)
Hochfrequente Störprobleme
Dieses Oszi-Foto, aufgenommen von einem Leser dieses
Elektronik-Minikurses, der damit beschäftigt war die Schaltung in
Bild 5
für eigene Bedürfnisse anzupassen, hatte das Problem, dass auf der
Rippelspannung von 200 mVpp (100 Hz) am Ausgang der elektronischen
Brummsiebung diese feinen Nadelimpulse zu sehen sind. Die Amplituden
dieser sehr kurzzeitigen Nadelimpulse haben unterschiedliche Höhen und
sehr periodisch erscheinen sie auch nicht gerade. Was ist denn das für
eine seltsame Störquelle?
Genau genommen sind es zwei Störquellen. Einerseits eine Schaltung,
welche diese Nadelimpulse als Störsignale erzeugt und dies ursprünglich
periodisch und die Amplituden stets gleich hoch. Anderseits ist die
digitale Messung selbst eine Störquelle. Heutztage wird oft nur deshalb
ein digitales Oszilloskop eingesetzt, weil man gar kein analoges mehr
besitzt. Da kann es allerdings passieren, dass hochfrequente
(Stör-)Signale verfälscht dargestellt werden, weil das Abtasttheorem für
sie verletzt wird. Genau das passiert hier. Diese feinen steilflankigen
Nadelimpulse mit Flankensteilheiten im ns- oder im unteren 10ns-Bereich
und Impulsbreiten von oft weniger als 100 ns, werden z.T. gar nicht oder
nur teilweise erfasst beim Vorgang des Abtastens. Die Folge davon ist,
es werden nicht alle Impulse angezeigt und so erzeugt dies eine
nichtperiodische Wiedergabe mit z.T. auch unterschiedlichen
Amplitudenwerten.
Würde man die selbe Spannung analog messen (keine Signalabtastung), zeigt sich in Überlagerung zur 100Hz-Rippelspannung ein unscharfes diffuses Band. Dieser Eindruck entsteht, weil die Frequenz dieser feinen Nadelimpulse um viele Grössenordnungen höher ist als die Frequenz der Rippelspannung. Die einzelnen Störimpulse sind nicht sichbar, denn sie liegen zunahe nebeneinander. Illustriert ist dies in der Skizze von Teilbild 6.1. Bei entsprechend hoher Zeitablenkung (Teilbild 6.2) und synchronisiert auf diese feinen Nadelimpulse, würde man diese periodisch mit stets gleich hohen Ampitudenwerten sehen. Dies ist oft die Realität. Abweichungen davon gibt es dann, wenn in einer digitalen Schaltung mehrere unterschiedliche Taktfrequenzen als Störquellen beteiligt sind. Oder wenn im selben Netzteil zusätzlich ein Schaltregler arbeitet, dessen Schaltfrequenz und nicht nur der Tastgrad abhängig ist von dessen Ausgangsleistung. Solche Schaltfrequenzen sind ebenfalls sehr steilflankig und können deshalb den selben Störeffekt bewirken.
Bild 7 zeigt die Situation, wie mit einem Netzteil eine sensible analoge
und eine digitale Schaltung gespiesen wird. Die beiden Schaltungen sind
vorzugsweise aufgeteilt auf zwei Platinen. Alleine schon diese Massnahme
reduziert das Risiko der Störeinwirkung von der digitalen zur analogen
Schaltung.
Die Rechtecksignale in einer komplexen digitalen Schaltung unterscheiden
sich in den Frequenzen, je nach Schaltungsteil. Gemeinsam ist jedoch,
dass die Schaltflanken immer sehr steil sind und diese erzeugen oft
"haarfeine" Nadelimpulse, wegen der Kopplung mit stets vorhandenen sehr
kleinen parasitären Kapazitäten Cp (Teilbild 7.1). Rs deutet auf einen
komplexen Widerstand der Schaltung hin, der kaum näher definiert werden
kann, ebenso wenig Cp. Cp und Rs bilden ein passives parasitäres
Hochpassfilter (Differenzierer). Diese Nadelimpulse im ns- und teils im
10ns-Bereich können weder durch eine elektronische Brummsiebung noch
durch eine Spannungsregelung (Teilbild 7.2) gedämpft werden. Eher das
Gegenteil ist möglich: Die Elkos reagieren auf Nadelimpulse parasitär
induktiv und können die Impulsamplituden sogar noch erhöhen
(Resonanzeffekte). Es gilt hier der Hochfrequenzaspekt! Abhilfe bietet
das zusätzliche Hinzufügen von sehr induktionsarmen keramischen
Multilayerkondensatoren, wie dies Teilbild 7.3 illustriert. Man beachte
die Kondensatoren mit der Bezeichnung Ck. GND-Leiterbahnen müssen bei
einseitigen Platinen vernetzt sein (kreuzweise Verbindungen, so gut dies
möglich ist). Besser ist ein GND-Plane auf der Elementenseite auf einer
doppelseitigen Platine.
k von Ck = koppel = Entkopplung von HF-Spannung.
Um die störenden Nadelimpulse von der digitalen Schaltung zurück in
Richtung Gleichrichtung zu dämpfen, kann schon Ck1 ausreichend wirken.
Kann, weil die Art der Schaltungsauslegung auf der Platine auch eine
gewisse Rolle spielt. Jedenfalls lohnt es sich an allen gezeigten
Stellen in der Schaltung von Teilbild 7.3 Ck-Kondensatoren zu
platzieren, weil es sind auch störende HF-Einkopplungen aus der Primär-
zur Sekundärspannung beim Netztrafo möglich. Es gilt generell, dass man
die gesamte Netzteilschaltung HF-bezogen niederimpedant hält.
Weitere mögliche Verbesserungen:
Zwischen dem analogen Ausgang und dem digitalen Eingang (ANA-SIG =
analoges Signal) erkennt man in Teibild 7.3 eine Drossel. Diese kann
zusätzlich verhindern, dass Störimpulse von der digitalen in die analoge
Schaltung gelangen. Ob eine kleine Ferritdrossel im Bereich von 100 µH
reicht oder ob mit ihr noch kleine Keramikkondensatoren im unteren
nF-Bereich oder eher weniger, ein LC-Filter bildend, nötig sind, muss
man im Einzelfall empirisch ermitteln. Dabei ist zu berücksichtigen,
dass das niederfrequente Nutzsignal ANA-SIG dadurch nicht beeinflusst
wird.
Der Trafo enthält eine Schirmwicklung, die man erden muss. Dies
reduziert die kapazitive Kopplung zwischen der Primär- und
Sekundärwicklung und damit vor allem die nieder- und mittelfrequenten
Störsignale (auch Rundsteuersignale) signifikant. Solche Trafos können
nicht fertig gekauft werden. Benötigt man eh eine Spezialanfertigung,
lohnt es sich oft die Schirmwicklung mit zu bestellen. Zum Trafo ist
noch etwas zu bedenken: Ringkerntrafos haben zwei grosse Vorteile, sie
sind wegen ihrer runden Form sehr streuarm bezüglich des magnetischen
Wechselfeldes. Die induktive Störeinwirkung auf hochsensible Teile der
analogen Schaltung sind sehr viel geringer. In einem eisernen Gehäuse
wirken solche H-Felder auch dann störend, wenn die analoge Schaltung
relativ weit vom Trafo entfernt montiert ist. Dazu kommt noch, dass ein
Ringkerntrafo bei der selben VA-Leistung etwa halb so schwer ist.
Etwas kann der Trafo trotz all diesen Massnahmen nicht: Störungen in
Form von feinen Nadelimpulsen oder sonstige sehr hochfrequente
Störspannungen können nur unzureichend von der Schirmwicklung gedämpft
werden und zwar selbst dann, wenn man anstelle einer Schirmwicklung eine
Schirmfolie einsetzt. Der Grund liegt ganz einfach in der nicht
parasitär induktionsfreien Erdverbindung.
Dafür gibt es sogenannte Netzfilter, wie die gleichbenannte Schaltung
andeutet. Sie besteht aus einem LC-Filter, das symmetrische und
asymmetrische hochfrequente Störspannungen und feine Nadelimpulse
wirksam dämpft. Die Drossel ist mit einem kleinen Ferritringkern (hier
rechteckig gezeichnet) stromkompensiert. Die gute Dämpfungsqualität ist
u.a. eine Folge davon, dass die ganze Schaltung in einem abschirmenden
Gehäuse eingebaut ist, das geerdet werden muss.
Hier ein
Netzfilter
das sich flexibel für den Einbau in ein Gehäuse eignet. Dieses
Apparatestecker-Netzfilter,
in einem abgeschirmten Gehäuse integriert, bietet die beste
hochfrequente Entstöreigenschaft, weil kein Erdleiter verdrahtet werden
muss. Der Erdleiter verlauft im Netzkabel parallel zum Phasen- und
Nullleiter und wird direkt durch das Einstecken gekoppelt.
Kein Rezept möglich:
Die Schaltung in Bild 5 ist dimensioniert, weil sie eine spezielle
Anwendung ist. In Bild 7 ist nichts dimensioniert. Warum auch, die
Netzteile sind schliesslich frei dimensionierbar, je nach Bedarf an
Spannung und Strom. Und dies gilt ebenso für Trafo und Netzfilter.
Solche Netzfilter findet man bei verschiedenen Elektronik-Distributoren
und dazu gibt es meist auch Links zu den Datenblättern und in diesen
sind neben dem maximal zulässigen Strom auch Frequenzdiagramme
angegeben, die Aufschluss geben über die Dämpfung von hochfrequenten
Störspannungen zu denen auch die feinen Nadelimpulse zählen.
