Der Master-Slave-Netzschalter
mit Elektronik und Relais

Einleitung

Jeder kennt sie, die Steckdosenleisten mit einem Hauptschalter mit oder ohne eingebautem Neonlämpchen, das anzeigt ob die Steckdosen aktiviert sind oder nicht. Dieser Schalter ist der Meister, der alle Sklaven, die Steckdosen, ein- und ausschaltet, wie dies Bild 1 skizziert:

Es gibt aber eine elegantere, elektronische Methode, wobei das Gerät, das stets im Einsatz sein soll, als Master dient. Schaltet man dieses Gerät ein, schaltet es auch alle andern (Slave) ein, welche man eingeschaltet haben möchte. Dies wird dadurch bestimmt, ob das jeweilige Gerät (Slave) eingeschaltet ist oder nicht. Diese Geräte sind an den Slave-Steckdosen angeschlossen. Damit im Master-Gerät kein Eingriff vorgenommen werden muss, überwacht eine kleine Elektronik, ob das Master-Gerät Strom aus dem 230-VAC-Netz bzieht oder (fast) nicht. Diese Elektronik ist im kleinen Kästchen in Bild 2 mit dem symbolischen Relaiskontakt, das die Slave-Geräte ein- und ausschaltet, angedeutet:

Ein solch selbstgebauter elektronischer Master-Slave-Netzschalter ist bei meiner Heim-Stereoanlage seit mehr als 20 Jahren erfolgreich im Einsatz.


ACHTUNG: Netzspannung!!!   Lebensgefahr!!!   Nichts für Anfänger!!!

Die Schaltung in diesem Elektronik-Minikurs arbeitet unter 230-VAC-Netzspannung. Es ist höchste Vorsicht geboten! Alle Manipulationen in der Schaltung müssen stets mit einem TRENNTRANSFORMATOR durchgeführt werden! Die Schaltung muss berührungssicher nach SEV-, bzw. VDE-Norm, realisiert und in ein Gehäuse eingebaut werden!

Der Nachbau dieser Schaltungen ist für Anfänger oder Bastler ohne notwendiges Wissen im Umgang mit der 230-VAC-Netzspannung ungeeignet!!! Nachbau, Tests, Manipulationen und Einsatz erfolgen stets auf eigenes Risiko!!!



Ohne Umwege direkt zur Schaltung

Der Stromsensor

Wenn das Master-Gerät eingeschaltet ist, fliesst auf der 230-VAC-Netzleitung ein Strom, der mit IM (Master-Strom) bezeichnet ist. IS ist der Strom der Slave-Geräte. IM fliesst über das Diodennetzwerk D1 bis D6 und parallel dazu über den Widerstand R1. Diese antiparallel geschalteten Dioden - D1 bis D3 mit D4 bis D6 - erzeugen, bei eingeschaltetem Master-Gerät, eine AC-Spannung (Wechselspannung) von der dreifachen Dioden-Schwellenspannung, von etwa 2.4 bis 3 Vp (p = peak). Um diesen sehr kleinen Betrag ist die AC-Spannung am Master-Ausgang niedriger, was bei einer Spannung von 230 VACeff (325 Vp) irrelevant ist. Da jeder Diodenpfad nur während einer Sinushalbwelle Strom leitet, verkraftet das ganze Diodennetzwerk doppelt soviel Maximalstrom, wie ein Diodenpfad alleine. Im Falle der Verwendung von 1N4002 beträgt der Maximalstrom des Master-Gerätes 2 A. Ist dies zu wenig, ist mit dem Einsatz von 1N5401-Dioden ein Maximalstrom von 6 A möglich. Die Diodensperrspannungen sind sehr niedrig, weil mehr als die Summe der Diodenflussspannungen der parallel geschalteten gerade leitenden Dioden, können nie auftreten.

Wir betrachten dieses Diodennetzwerk etwas näher. Teilbild 4.1 zeigt ein Ausschnitt von Bild 3. Der niedrige Strom durch R1 spielt hier keine Rolle. Das Diodennetzwerk ist hier das Thema. Der AC-Strom (Wechselstrom) setzt sich zusammen aus dem positiven Halbwellenstrom I2, der durch die Dioden D1, D2 und D3, und dem negativen Strom I1, der durch die Dioden D4, D5 und D6 fliesst. Diese beiden Ströme erzeugen annäherungsweise eine Rechteckspannung U1 im Betrag von +2.4 bis +3 Vp und -2.4 bis -3 Vp (Teilbild 4.2). Dies sind jeweils dreimal die Diodenflussspannung einer der drei in Serie geschalteten Dioden. Die beinahe Rechteckspannung kommt zustande, weil bei einer Sinusspannung, die ohne Begrenzung dieser Dioden sehr viel grösser wäre, die Anstiegssteilheit der ersten paar Volt nach dem Spannungs-Nulldurchgang sehr steil ist und nach diesen paar Volt auch schon die Spannungsbegrenzung durch die Dioden erfolgt. Bei relativ wenig Strom beträgt die Durchfluss-Spannung pro Diode etwa 0.8 V und bei maximalem Strom kann es so sogar knapp etwas mehr als 1 V sein. Die Frage ist, ob es den überhaupt drei Dioden braucht um die Basis eines NPN-Transistors anzusteuern. Wir werden noch sehen, dass wir dazu eine geglättete DC-Spannung (Gleichspannung) brauchen. Daher muss man D7 als gleichrichtende Diode einsetzen, die die gleichgerichtete positive Rechteckspannung U2 zwischen 1.7 bis 2.3 Vp, bezogen auf den Nullpegel (REF), erzeugt. C1 ist bei dieser Betrachtung nicht im Einsatz. U3 ist die als Rechtecksignal pulsierende Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 0.65 Vp. Über R3 fällt die Differenzspannung U2-U3 ab. R3 dient der Basis-Strombegrenzung von T1. Die R2*C1-Zeitkonstante, mit etwa 1ms, dient zur Begrenzung Einschaltgeschwindigkeit der T1-T2-Transistorkaskade.

Mehr dazu und warum es zwischen Basis und Emitter von T2 in den Bildern 3 und 6 den Widerstand R10 bedarf, erfährt man im Elektronik-Minikurs:

Warum die beiden Diodenpfade antiparallel geschaltet sein müssen, leuchtet ein, weil ein AC-Strom fliessen muss. Man kann sich jedoch fragen, ob man auf D5 und D6 nicht verzichten und diese überbrücken kann, weil man benötigt sowieso nur eine positiv gleichgerichtete Spannung U1. D7 benötigt man aber trotzdem, weil die Spannung U2 geglättet sein muss mit C1. Praktisch gesehen, könnte man also auf D5 und D6 verzichten und -U1 läge zischen -0.8 und -1 V. Nimmt man es aber ganz genau, entsteht durch diese Spannungsasymmetrie von +U1 zu -U1 ebenfalls eine Asymmetrie des AC-Stromes. I1 wäre demnach etwas grösser als I2 und dies bedeutet, dass der AC-Strom einen DC-Stromanteil enthält. Oft enthält ein Master-Gerät ein Netztrafo und dieser schätzt es überhaupt nicht, wenn auch nur ein geringer DC-Stromanteil durch die Primärspule fliesst. Der Ruhestromanteil kann dadurch empfindlich erhöht werden. Ich habe dies mit einem kleinen Ringkerntrafo mit einer Nennleistung von 30 VA getestet. Bild 5 zeigt den Test:

Teilbild 5.1 zeigt im Leerlaufbetrieb (Sekundärwicklung unbelastet) den Ringkerntrafo an einer Spannung von 230 VAC. Der AC-Leerlaufstrom beträgt bloss 7 mA. Solch niedrige Leerlaufströme sind für Ringkerntrafos, auch bei höheren VA-Leistungen, typisch. Teilbild 5.2 zeigt eine zur 230-VAC-Spannung in Serie geschaltete DC-Spannung von nur 2 VDC. Das entspricht etwa einer Asymmetrie von zwei Dioden, wie weiter oben beschrieben. Der Leerlaufstrom erhöht sich auf 42 mA. Kleine Ursache grosse Wirkung!

Wir betrachten jetzt abwechslungsweise Bild 3 und Bild 4!

Das Zusammenwirken von Stromsensor und Relais-Betriebsspanung: Wenn das Master-Gerät eingeschaltet ist, muss T1 leiten und dies setzt voraus, dass an der Basis von T1 eine Spannung anliegt, die der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 entspricht, damit überhaupt ein T1-Basisstrom und damit ein verstärkter T1- und T2-Kollektorstrom fliessen kann. Wie das Diodennetzwerk D1 bis D7 die Spannung erzeugt, ist bereits erklärt und damit das Relais REL angezogen ist. Damit T1, bei eingeschaltetem Master-Gerät, dauerhaft eingeschaltet ist, muss diese rechteckförmige AC-Spannung mit D7 gleichgerichtet und mit C1 geglättet werden. C1 ladet sich mit einer leicht reduzierten Geschwindigkeit der ansteigenden Flanke (siehe weiter oben) auf den Spitzenwert der Spannung U2. R2 ist notwenig, weil der Quellwiderstand des Diodennetzwerkes im leitenden Zustand sehr niederohmig ist. R2 und C1 bestimmen die Geschwindigkeit der ansteigenden Flanke. R3 und R4 muss man dabei nicht berücksichtigen, weil diese Werte wesentlich grösser sind als R2. In der stromfreien Phase von D7, entladet sich C1 hauptsächlich über R3 durch die Basis-Emitter-Strecke von T1 und solange genügend T1-Basisstrom fliesst, solange erhält die Spule des Relais REL Erregerstrom und der Relaisanker bleibt angezogen. Unterhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1, wenn kein T1-Basisstrom mehr fliesst, entladet sich C1 über R3 und R4 vollständig. Entscheidend für den Betriebszustand des Relais ist die C1*R3-Zeitkonstante und diese beträgt 25 ms, wobei die wirkliche Zeitkonstante etwa doppelt so gross ist, weil der eine Anschluss von R3 nicht auf gleichem Potenzial liegt wie die Kathode von C1 (auf REF), sondern um diese Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 höher liegt. Das bedeutet, dass die Spannung über R3 und somit der Entladestrom von C1 über R3 niedriger ist. Die stromfreie Phase von D7 dauert eine Sinushalbwelle und das sind bei der Netzfrequenz von 50 Hz 10 ms. Da die effektive C1*R3-Zeitkonstante mit etwa 50 ms fünfmal so hoch ist, reduziert sich der T1-Basisstrom in dieser D7-Sperrphase nicht wesentlich. Der Strom durch die Relaisspule bleibt erhalten. Das ist sehr wichtig, weil genau während nur dieser Sperrphase kann das Relais über D8 einen Halbwellengleichstrom erhalten.

Der T1-Basisstrom berechnet sich folgendermassen:
   Ib=((1.7V - UBE(T1)) / R3) - (UBE(T1) / R4)

Bei der vorliegenden Dimensionierung von R3 und R4 resultiert ein T1-Basisstrom von minimal 1.5 mA. Dieser Strom reicht aus um ein Relais mit einem Strom von mehr als 30 mA über T1 und T2 zu schalten. Das hier vorgeschlagene hochsensible Relais, mit einer Spulenspannung von 48 VDC, benötigt jedoch bloss 4 mA. Bei einem solchen Relais kann man R3 und R4 getrost etwas höher und C1 etwas niedriger wählen. Oder man kann auch mehrere Relais parallel schalten, falls die Kontaktbelastung von einem Relais zu hoch wäre.

Weiter oben liest man, dass die Relaisspule nur in der Phase über D8 Strom bekommt, wenn D7 sperrt und deshalb C1 in dieser Phase den T1-Basisstrom liefern muss. Angenommen die Spannung an der Kathode von D8 wäre mit der von D7 phasenidentisch, dann trifft dies nur dann zu, wenn das Master-Gerät eine rein ohmsche Last ist. Die Last ist immer teilweise induktiv, wenn der Netztrafo des Master-Gerätes nur zum Teil ausgelastet ist, was z.B. bei einem Stereo-Leistungsverstärker mit Bestimmtheit der Fall ist. Auch aus diesem Grund muss T1, im eingeschalteten Zustand des Master-Gerätes, ständig eingeschaltet sein, und dafür braucht es D7, C1, R3 und R4 auch in diesem Fall. R4 braucht es nur, damit beim Abschalten des Mastergerätes, der Basisstrom nicht zu langsam "hinunterschleicht", was das Relais unnötig langsam auschalten lässt und dies die Funkenbildung am Kontakt begünstigen würde.

Die Standby-Situation: Und jetzt zur Frage wozu es R1 benötigt? Wenn das Master-Gerät ausgeschaltet ist, bleibt manchmal ein kleiner Reststrom. Falls das Master-Gerät in einem Standby-Mode nur quasi ausgeschaltet ist, fliesst ein kleiner Strom. Auch ein Netzfilter am 230-VAC-Netzeingang verursacht einen Strom, meist im mA-Bereich bis maximal etwa 10 mA (kapazitive Last). R1 muss so dimensioniert sein, dass bei einem Reststrom im ausgeschalteten Zustand des Master-Gerätes, eine Spannung abfällt, die so klein ist, dass mit Sicherheit noch kein T1-Basisstrom fliessen kann. Dies ist dann mit Sicherheit der Fall, wenn die Spannung an C1 (U2) kleiner bleibt als 0.5 V. Besser noch maximal 0.2 V, damit der Abstand zur Basis-Emitter-Schwellenspannung des T1 von typisch 0.65 V gross genug ist. R1 berechnet sich wie folgt:

   R1 = (0.2V + UD7) / IRest   (R4 kann man hier vernachlässigen.)

Da über D7 nur ein sehr kleiner Strom fliesst, setzt man für UD7 0.65 V ein.

Beispiel: Eine Standbyfunktion mit einem Strom von 7 mA verlangt einen R1-Wert von maximal 121 Ohm, damit die Spannung an C1 den Wert von 0.2 VDC nicht übersteigt. Man wählt einen Wert von 120 Ohm.

Verlustleistung von R1 (Shunt-Widerstand): Bleiben wir bei diesem Beispiel und wir überlegen uns, wie gross die maximale Verlustleistung über R1 ist, wenn das Master-Gerät in Betrieb ist. Damit das Relais sicher einschalten kann, muss das D1-D6-Diodennetzwerk im Spannungsbegrenzungsmodus arbeiten. Die minimale Spannung U1 liegt bei etwa 2.4 VAC. Diese Spannung tritt auf, wenn durch R1 = 120 Ohm ein Strom von minimal 20 mA fliesst. Soviel muss das eingeschaltete Master-Gerät minimal brauchen, damit, mit diesem Beispiel, der Master-Slave-Netzschalter sicher einschaltet. Die maximale Spannung über dem Diodennnetzwerk liegt bei 3 VAC. Da diese Spannung praktisch rechteckförmig ist, ist der Spitzenwert ebenso praktisch identisch mit dem Effektivwert. Eine Effektivspannung von 3 VAC über einem Widerstand von 120 Ohm erzeugt eine Leistung von gerade 75 mW. Man kann für R1 einen kleinen 1/4-W-Widerstand einsetzen, unabhängig davon ob das Master-Gerät im eingeschalteten Zustand nur etwas mehr als 20 mA oder beinahe 6 A (D1-D6 = 1N5401) konsumiert. Der dominante Strom fliesst stets durch das Diodennetzwerk. Bild 3 zeigt, dass für D1 bis D8 1N4007 mit einer Sperrspannung von 1000 V eingesetzt werden. Dies ist für D1 bis D6 allerdings massivst übertrieben. Man könnte ebenso 1N4001 einsetzen. Es lohnt sich trotzdem nur den Typ 1N4007 einzukaufen, weil die Preisunterschiede betreffs unterschiedlicher Sperrspannungen nur sehr gering sind und bei grösserer Anzahl des selben Typs Rabatte erhältlich sind.


Die Relaisschaltung

T1 und T2 bilden eine NPN-Transistorkaskade mit dem Zweck die hohe DC-Spannung mit einem Spitzenwert von 325 VDCp auf zwei Transistoren gleichmässig zu verteilen. Diese Methode bietet sich an, wenn die Schaltleistung sehr klein ist und weil es problematisch ist kleine bipolare Transistoren z.B. im TO92-Gehäuse zu erhalten, welche höhere Kollektor-Emitter-Spannungen als 400 V im offenen Schaltzustand ertragen. Es gibt zwar kleine Power-MOSFETs im TO92-Gehäuse, welche 600 V ertragen (z.B. BSS125 oder BSP125), jedoch ist die Gate/Source-Steuerspannung für diese Anwendung zu hoch. Das Diodennetzwerk D1 bis D6 eignet sich dazu nicht. Man würde noch mehr Dioden benötigen oder eine andere Sensorschaltung einsetzen müssen. Da jedoch die verwendeten NPN-Transistoren MPSA42 preiswert und leicht erhältlich sind (Farnell und Distrelec), bietet sich diese Kaskadenmethode hier geradezu an. Der MPSA42 hat eine offene Kollektor-Emitter-Spannung von 300 V. In der Kaskade mit zwei Transistoren ergeben sich 600 V. Will man noch mehr Sicherheit, gibt es auch den MPSA44 mit 400 V, allerdings nur erhältlich bei Farnell. Ich habe dies bei Farnell das letzte Mal im August 2014 überprüft.

Diese Relaisschaltung wird hier nicht weiter thematisiert. Mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs Relaisbetrieb an 230 VAC. Man beachte dabei auch das spezielle Problem im Kapitel "Überspannung trotz Tansistorkaskade", das weiter oben angedeutet ist.


Der Überspannungsschutz und Hitzeschutz

Der Einsatz eines Überspannungsschutzes (Metalloxyd-Varistor) ist eine Option. Sein Einsatz empfiehlt sich generell in Gegenden, wo mit Auswirkungen von Blitzeinschlägen zu rechnen ist. Das Abschalten von hohen Induktivitäten können aber ebenfalls Überspannungsimpulse erzeugen. Ein solch einfacher Schutz nützt aber nur, wenn der Blitzeinschlag nicht in unmittelbarer Nähe erfolgt, weil dann die Energie des Hochspannungsimpulses viel zu gross sein kann. Gerade darum ist es wichtig, dass der Varistor VAR nach der Sicherung F1 eingesetzt wird, damit diese möglichst durchbrennt bevor VAR zerstört wird, wenn die Impulsenergie zu hoch ist. In ländlichen Regionen mit Überlandleitungen auch im 230-VAC-Bereich, sind mehr und aufwändigere Massnahmen notwendig, die hier nicht weiter thematisiert werden. Es gibt dazu Literatur und es gibt auch entsprechende Vorschaltgeräte.

Es stellt sich hier eher die Frage nach der (mechanischen) Grösse, bzw. nach der Absorbtion der Transientenergie und des Stossstromes des Varistor. Ich weiss selbst nicht, nach welchen Kriterien man wählen muss und so wähle ich stets nach dem mechanisch grössten Varistor in einem Elektronik-Katalog, sofern dies der Aufbau der Schaltung zulässt. Die Preisunterschiede sind gering und die Varistoren sind preiswert. Der hier vorgeschlagene Varistor von EPCOS findet man bei Farnell unter der Bestellnummer 100-4354 (Katalog 2014).
Epcos-Daten: B72210S231K101 - VARISTOR, 36.0J,230VAC

Zusätzlicher Schutz bietet eine irreversible Thermosicherung (Bild 3: siehe FT), die man im Gehäuse in der Nähe des Varistors platziert. Es kann nämlich passieren, dass durch stark belastende Überspannungsereignisse gewisse Varistoren niederohmiger werden und dadurch Wärme und Hitze abgeben können. Erreicht die Temperatur in der Nähe des Varistors einen Wert von etwas mehr als 100 °C, unterbricht die Thermosicherung FT (Fuse-Thermo) den Stromkreis dauerhaft.


Die Sicherungen F1 und F2

F1 muss so gewählt werden, dass sie den Strom aller angeschlossenen Geräte (Master und Slave) aushält. Es ist auf jedenfall eine träge, wenn nicht sogar superträge Sicherung zu wählen. Man muss dabei auch den gesamten Einschaltstromstoss aller Geräte berücksichtigen. Wenn ein Master-Slave-Netzschalter bei einer Stereoanlage zum Einsatz kommt, ist dieses Problem gering. Das einzige Gerät, das einen "stärkeren" Netztrafo aufweist, ist der Endstufenverstärker, der in der Regel auch das Master-Gerät ist, weil dieses Gerät schliesslich immer im Einsatz ist, da die Lautsprecher stets gebraucht werden. Die andern externen Geräte (Slave), wie CD-Abspielgerät, MP3-Recorder, (Kasetten-)Tonbandgerät, Plattenspieler und Radioempfänger, sind meist kleine 230-VAC-Netzstromverbraucher mit kleinen Netztrafos. Wird ein Master-Slave-Netzschalter für Geräte mit grossem Einschaltstromstoss eingesetzt, empfiehlt sich eine elektronische Verzögerungsschaltung, die die Geräte nacheinander einschaltet. U.U. empfehlen sich auch Begrenzungen des Einschaltstromes mittels Leistungs-NTC (Heissleiter) und nachträglicher Überbrückung mittels Relaiskontakt. Mehr zu diesem Thema liest man in den folgenden beiden Elektronik-Minikursen:

F2 dient dem Schutz der Elektronik des Master-Slave-Netzschalters. Die Feinsicherung mit dem gerinstem Strom, die leicht erhältlich ist, beträgt 32 mA. Manchmal findet man 20-mA-Sicherungen. An dieser Stelle kann man eine flinke Sicherung verwenden, weil kein nennswerter Einschaltstromstoss (wegen C2) auftreten kann.



Die selbe Schaltung mit einem 230-VAC-Relais mit Printlayout

Es ist fast die selbe Schaltung wie die in Bild 3, ausser dass hier ein Relais mit einer Spulenspannung von 230 VAC zum Einsatz kommt. Wie und warum ein solches Relais auch mit einer Halbwellen gleichgerichteten Spannung betrieben werden kann, liest man ebenfalls im Elektronik-Minikurs Relaisbetrieb an 230 VAC (Kapitel: "Das AC-Relais im Einsatz").

Die einzige noch fehlende Information ist die, was es mit R5 und R6 auf sich hat. Wegen R6, ein Null-Ohm-Widerstand ist nicht nötig und R5 benötigt es gemäss Relaisbetrieb an 230 VAC auch nicht, weil dieses Relais gerade den richtigen Strom von etwa 3 mA aufnimmt. Ein Test zeigt allerdings, dass die Relais-Anzugsspannung bei 90 VAC liegt. Dies finde ich doch ein wenig übertrieben niedrig. Mit R5 = 22 k-Ohm erhöht sich die Relais-Anzugsspannung auf 120 VAC. Die Verlustleistung an R5 beträgt 70 mW. Ich habe die Schaltung für meinen Zweck so dimensioniert. Aber ich denke, man könnte die Anzugsspannung mit einem höheren Wert von R5 durchaus noch erhöhen.

Die beiden Platzhalter für R5 und R6 habe ich in meiner Schaltung extra dafür vorgesehen, dass ich im Falle eines ganz anderen Relais genügend Dimensionierungsspielraum habe.

Printlayout: Da ich kürzlich eine fast 30 Jahre alte Schaltung durch die neue in Bild 6 ersetzte, habe ich für mich ein Printlayout mit Sprint-Layout 6.0 realisiert, das hier zu sehen ist:

Eine präzise Bauteilliste gibt es nicht. Das einzige montagekritische Bauteil ist das Relais. Die Bestelldaten dazu sind in Bild 6 angegeben. Die andern Bauteile, wie Widerstände und Kondensatoren, kann man sich aus den Printrastermassen der Skizze leicht selbst zusammenstellen. Dioden (1N4007) und Transistoren (MPSA42) sind eindeutig. Allzu schwierig dürfte das nicht sein. Um die exakten Masse zu reproduzieren, muss man sich die folgende ZIP-Datei herunterladen: SPRINT/Layout-Download.

Diese ZIP-Datei beinhaltet folgende Dateien: viewlayout50.exe ist der Viewer von SPRINT-5.0, der gratis ist und ein massstabgerechter Ausdruck des Printlayouts auf eine durchsichtige Folie, zur eigenen fotochemischen Herstellung eines Printes, erlaubt. Mit diesem Viewer ladet man mslave.lay. Der Viewer arbeitet unter verschiedenen Windows-Versionen. Man beachte die Angaben unter dem Hersteller Abacom.