Der 555-CMOS-Timer als Impulsbreitenmodulator
zur Steuerung eines kleinen DC-Ventilators

Einleitung

Dies ist ein weiterer Elektronik-Minikurs zum Thema 555er-Timer-IC in CMOS-Technologie. Die Grundlagen zum Thema des bipolaren 555er-Timer-IC liefert ein Beitrag von Patrick Schnabel. Im Kapitel "Schaltungen mit dem NE555 / LMC555 / TLC555" sind weitere Links aufgelistet. Patrick Schnabel zeigt praktische Anwendungen mit der bipolaren Version des 555er-Timer-IC NE555 und von mir sind die 555er-Elektronik-Minikurse, bei denen in vollem Umfang die modernere CMOS-Version LMC555 und TLC555 zur Anwendung kommen. In direktem Zusammenhang mit diesem neuen Elektronik-Minikurs stehen folgende ältere Minikurse von mir:


WICHTIG - Tastgrad und nicht Tastverhältnis: Bei einem Rechtecksignal gibt es den Begriff Tastverhältnis der sehr üblich ist. Jedoch stiftet er auch Verwirrung. Unüblich und weniger geläufig ist der Begriff Tastgrad, jedoch ist seine Definition eindeutig, wie sie aus dieser Wiki-Seite deutlich hervorgeht. Bitte lies dort den Abschnitt der mit den Worten "Der Begriff Tastverhältnis kommt in der genannten Norm nicht vor..." beginnt. Deshalb verwende ich in diesem Minikurs den Begriff Tastgrad und nicht Tastverhältnis.



Auf dem Weg zum zum Impulsbreitenmodulator

Teilbild 1.1, mit dem Innenleben des LMC/TLC555, ist in den oben genannten beiden Links ausführlich erklärt. Die Bezeichnung LMC/TLC555 bedeutet, dass die beiden funktionsidentischen ICs LMC555 und TLC555 zu verstehen sind. Hier geht es einfach nur noch einmal darum, zu verstehen, warum dieses einfache RC*TC-Netzwerk am Ausgang Ua eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit einem Tastgrad d/T von recht genau 0.5 erzeugt. Weil CMOS, ist die Ausgangsstufe des LMC/TLC555 rail-to-rail-fähig. REF1 und REF2 liegen symmetrisch zur Betriebsspannung +Ub. Das hat zur Folge, dass beim Auf- und Entladen von CT durch RT die selbe Hysteresespannung (UREF2 - UREF1) gilt. Fazit: Es gelten für die Ladung und Entladung von CT stets die selben Bedingungen, also sind auch die Lade- und Entladezeiten gleich gross. Ausser am Anfang, wenn die Ladung bei 0 V beginnt. In der Praxis gilt allerdings die Einschränkung, dass Ua durch RT und von allfällig weiteren Netzwerken nicht nennenswert belastet wird. Dies zeigt auch das Diagramm der Spannung an CT Uct. Uct variiert ständig zeitsynchron mit Ua zwischen 1/3*Ub und 2/3*Ub. Das sind die Spannungswerte von REF1 und REF2. In Wirklichkeit sind die Spannungsänderungen von Uct nicht linear. Es sind Fragmente von Spannungen, die sich nach dem Lade- und Entladeprinzip exponentiell ändern. Die geraden Linien sind eine Folge des einfacheren Zeichnens. Für unseren Zweck spielt die exakte Signalform keine Rolle.

Teilbild 1.2 zeigt im Prinzip die selbe Arbeitsweise. Am Ausgang gibt es ebenfalls eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit d/T = 0.5, obwohl RT etwas anders realisiert ist. RT1 und RT2 sind gleich gross. Mit den beiden Dioden D1 und D2 ist RT1 für das Aufladen und RT2 für das Entladen von CT zuständig. Sind RT1 und RT2 gleich gross, sind Lade- und Entladezeiten gleich gross und damit ist die Rechteckspannung zeitsymmetrisch. Eine Veränderung von RT1 und RT2 bekommt eine grosse Bedeutung, wenn man eine manuell gesteuerte Impulsbreitenmodulation mit einem Potmeter realisieren will. Dazu kommen wir später in Bild 3.

Mit Teilbild 1.3 kommen wir dem Ziel ein Stück näher. RT1 ist kleiner als RT2. Folglich ist der Ladestrom des CT von Ua durch RT1 und D1 grösser als der Entladestrom des CT durch RT2 und D2 nach Ua. Der grössere Ladestrom durch RT1 hat zur Folge, dass die Ladedauer kürzer ist und dies erzeugt eine kürzere HIGH-Level-Impulsdauer. Der Tastgrad d/T ist daher kleiner als 0.5.

Teilbild 2.1 wiederholt Teilbild 1.2 und Teilbild 2.2 wiederholt Teilbild 1.3. Neu ist Teilbild 2.3, dessen Unterschied einzig darin besteht, dass RT1 und RT2 vertauscht sind. Dadurch ist umgekehrt der Entladestrom grösser als der Ladestrom. Der Tastgrad d/T ist jetzt um den selben Faktor grösser als 0.5. Durch Verändern der Werte von RT1 und RT2, jedoch bei gleichbleibendem Summenwiderstand von RT1+RT2, erhält man bei gleichbleibender Frequenz eine mittels Widerständen gesteuerte Impulsbreitenmodulation.

Anstelle der beiden Widerständen RT1 und RT2 sieht man in Bild 3 die beiden Schemata mit je einem Potmeter P. rt1 und rt2 stellen die beiden Werte der Teilwiderstände zwischen Schleifer und den beiden Enden von P dar. An den Anschlüssen Ua folgen symbolisch je ein Schaltverstärker V und eine Glühlampe GL. Es geht dabei nur um zu erklären, wie die beiden Schemata die Zustände dunkler und heller erzeugen. Die Helligkeit der Lampe GL ergibt sich aus der thermischen Trägheit des Glühfadens, aus der mittleren Spannung des Tastgrades und der Spannung +Up (p = Power). Verluste im Schaltverstärker sind sehr klein, weil dessen Leistungstransistor ist immer nur ein- oder ausgeschaltet.

Teilbild 3.1 zeigt P mit einem niedrigen rt1- und einem höheren rt2-Wert. Das bedeutet CT wird schneller auf- als entladen und dies drückt sich in einer kleinen Impulsdauer aus, wie wir das jetzt bereits aus den vorherigen Bildern kennen. Der Tastgrad d/T ist kleiner als 0.5. Gerade umgekehrt ist es in Teilbild 3.2, wo rt2 im selben Mass kleiner ist rt1. Rv dient der Definition des minimal und maximal mit P einstellbaren Testverhältnisses. Er dient aber auch dazu, dass der Lade- und Endladestrom von CT nicht nur durch die niederohmige Ausgangsstufe des LMC/TLC555 bestimmt wird. Wünscht man sich getrennte Minimal- und Maximalhelligkeiten, sind anstelle von Rv, zusätzlich zu P RT1 und RT2 notwendig, wie dies Teilbild 3.3 zeigt.



LMC/TLC555-Impulsbreitenmodulator zur Ventilatorsteuerung

Motivation

Im ELKO-Forum gab es eine rege Diskussion zum Thema Impulsbreitenmodulation (PWM) mit dem Timerbaustein NE555 (bipolare Version). Daraus entstand meine Motivation etwas zu diesem Thema mit diesem Elektronik-Minikurs beizutragen und so entwickelte ich eine einfache Schaltung zur Erzeugung einer Impulsbreitenmodulation (PWM) mit dem LMC/TLC555 (CMOS-Version) zur Steuerung eines kleinen Tischventilators. Ein passender batteriebetriebener Tischventilator gab es als eine kurzfristige Aktion von der Elektronik-Discount-Kette Interdiscount. Anstelle der vier 1.5V-Batterien kommt eine externe Betriebsspannung von 6 VDC in Frage. Der maximale Strom beträgt 1A. Es ist mit entsprechenden Anpassungen der Schaltung möglich Ventilatoren mit andern Betriebsspannungen und Maximalstromwerten zu betreiben. Diese Anpassungen sind dem Leser überlassen.


Die PWM-Schaltung für den Tischventilator

Netzteil: Da mit 6 VDC eine niedrige Spannung eingesetzt wird, ist eine Brückengleichrichtung mit zwei Dioden pro Strompfad, zu ineffizient. Besser ist es die Mittelpunktgleichrichtung, bestehend aus Trafo TR und den beiden Dioden D4 und D5, einzusetzen. Dafür muss man sich einen (Print-)Trafo mit zwei Sekundärwicklungen zu je 6 VAC besorgen. Eine Trafoleistung von 10 VA ist richtig. Der Ladeelko C1 sollte mindestens 2000 µF betragen. Damit funktioniert die Schaltung bis zu einer untersetzten Primärspannung von etwa 180 VAC, wie ich getestet habe. Bei einer Trafonennlast von 10 VA beträgt bei 230 VAC der Promärstrom 43 mA. Daher sollte eine Feinsicherung von 50 mA träge (T) oder superträge (TT) genügen. Bei Verwendung eines kleinen Ringkerntrafo (nicht nötig), ist wegen dem höheren Einschaltstrom, eher eine superträge Sicherung (TT) empfehlenswert. Wegen dem etwas besseren Wirkungsgrad wäre der Primärstrom etwas niedriger.

Die PWM-Schaltung: Diese Schaltung ist bereits mit Bild 3 erklärt. Auf den Ausgang Pin 3 des LMC/TLC555 folgt mit T2 ein Logiclevel-Power-MOSFET des Typs IRLZ34, dessen sehr niedriger RDS_on von nur 50 m-Ohm bei einer Gate-Source-Spannung von 4 V (TTL-High-Pegel) definiert ist. Bei einem Strom von 1A, entsteht zwischen Drain und Source ein Spannungsabfall von 50 mV. Man könnte behaupten, dass mit diesem Power-MOSFET mit Kanonen auf Spatzen geschossen wird, weil dieser einen maximalen Dauerstrom von 30 A zulässt. Natürlich mit entsprechender Kühlung für etwa 1.5 W. Das stimmt. Allerdings ist der preisliche Unterschied so klein zu schwächeren Power-MOSFETs und das erst noch auch im selben TO220-Gehäuse, dass es sich lohnt für ein breites Anwendungsspektrum nur gerade den IRLZ34 an Lager zu halten. In der Grossproduktion sieht die Sache natürlich etwas anders aus.

Für die vorliegende Anwendung könnte man gerade auch noch den IRFZ34 einsetzen. Er hat die selben Leistungsdaten, ist aber nicht TTL-fähig und das bedeutet, dass RDS_on von nur 50 m-Ohm bei einer Gate-Source-Spannung von 10 V definiert ist. Da bei einem Strom des Ventilators von 1 A die Gate-Source-Spannung knapp etwas mehr als 6 V beträgt, liegt der Spannungsverlust zwischen Drain und Source knapp bei 100 mV. Bei einer Unterspannung von 20 % des 230-VAC-Netzes, beträgt die Gate-Source-Spannung noch etwa 4.5 V, wobei der selbe Spannungsverlust erst bei etwa 200 mV liegt. Man beachte dazu Figure 1 im Datenblatt des IRFZ34. R5 (Bild 4) dient einzig dem Zweck HF-Schwingungen beim Durchschalten des T2 zu vermeiden.

Die PWM-Frequenz: Warum beträgt die Frequenz etwa 25 kHz? Betreffs Trägheit von Motor und Propeller würden locker wenige kHz genügen. Das stimmt, aber dann pfeift der Motor, wenn auch leise bei diesen kHz-Frequenzen. Verschiebt man die PWM-Frequenz zu hohen Frequenzen, die man akustisch nicht mehr wahrnimmt, ist dieses Problem gelöst. Unter Umständen nicht für Hunde. Wenn dies der Fall ist, kann man die Frequenz locker auf 40 kHz erhöhen. Jedoch nicht zu hoch, weil sonst die Flankensteilheiten in Relation zu den minimalen Impulsbreiten (minimale oder maximale Einstellung des Potmeter P) zu wenig steil sind und dadurch der Power-MOSFET T2 mehr Verluste erzeugt. Wenn man anstelle des Motors eine LED-Lampe steuern will, reicht auch eine niederige Frequenz von wenigen hundert Herz. Davon liest man mehr hier.

Beschaltung des Ventilators: Ohne Freilaufdiode D6 würde der Ventilator kaum drehen, weil die Selbstinduktionsspannung ist so gross, dass nur noch ein kleiner Strom zum Motor fliesst. Im Gegensatz zu einem Relais dient hier D6 nicht nur als Überspannungsschutz für T2. D6 ermöglicht einen Selbstinduktionsstrom, der wesentlich zum Laufen, bzw. zur Leistung des Ventilator beiträgt. Das dem so ist, spürt man, wenn man D6 berührt. D6 erwärmt sich. D6 muss den Strom vertragen, der durch den Motor des Ventilators fliesst. Es funktioniert durchaus mit einer handelsüblichen Gleichrichterdiode z.B. 1N4004. Da ihre Erholzeit (Recovery-Time) etwas gross ist, erzeugt sie bei jedem Ausschaltvorgang des PWM einen kurzen Überspannungsimpuls, nämlich in dem µs-Bereich in dem der Induktionsnstrom noch nicht zum Fliessen kommt. Dazu kommt, dass der Verlust durch die Diodenfluss-Spannung auch etwas zu Buche schlägt. Daher ist es besser gleich eine Schottky-Diode z.B. des Typs SB1100 einzusetzen. Die Überspannunsgimpulse zeigen sich auf dem Oszilloskop nur noch als sehr feine Nadelimpulse, die man mit C4 leicht glätten kann. C4 dämpft auch noch wirksam eine aperiodische schwache HF-Schwingung in der Ausschaltphase des PWM. Mit dem Wert von C4 muss man etwas experimentieren. Je nach abweichenden Motorparametern des Ventilators kann auch der Wert von C4 abweichen. C5 ist nicht zwingend nötig. Ich habe ihn direkt beim Motor parellel zu den Anschlüssen verlötet. Er dämpft die EM-Störabstrahlung durch das Zuleitungskabel.

Betriebsspannung und Anlaufsteuerung: Eine stabilisierte Betriebsspannung benötigt die Elektronik nicht. Eine gute Rippeldämpfung genügt und dafür sorgt das passive Tiefpassfilter aus R1 und C2. Ck parallel zu C2, jedoch in IC-nähe, unterstützt für HF-Stabilität im Bereich der hohen Flankensteilheiten der PWM-Ausgangsspannung. Wenn der Ventilator am Potmeter P zu einer niedrigen Drehzahl heruntergedreht wurde, kann es sein, dass er beim Wiederscheinschalten nicht mehr anläuft. Hier hilft die Anlaufsteuerung ANLAUF. Beachte dazu Teilbild 1.1. An Pin 5 liegt der Blockkondensator Ck. Vor allem bei höherfrequenten Anwendungen oder bei kleinen Impulsbreiten, stabilisiert dieser Ck diese Werte. Der selbe Eingang dient im bescheidenen Umfang auch zur spannungsgesteuerten PWM wie dies Figure 8 und Figur 9 in diesem LMC555-Datenblatt zeigen. Man sieht sehr gut, je höher die Eingangsspannung an Pin 5, um so mehr Ladezeit beansprucht der Timing-Kondensator bis der Ausgang von HIGH auf LOW kippt. Oberhalb einer gewissen Spannung passiert das nicht mehr. Das ist sicher dann der Fall, wenn Pin 5 auf dem Wert der Betriebsspannung liegt. Dann bleibt der Ausgang Pin 3 dauerhaft auf HIGH.

Zurück zu Bild 4. Genau das tut die Teilschaltung ANLAUF unmittelbar nach dem Einschalten der Schaltung mit Schalter S. C3 ist zunächst entladen. Von +Ub fliesst ein C3-Ladestrom über R2 und über die Emitter-Basisstrecke von T1 über R3. Während das Ladevorganges fliesst ebenso ein T1-Kollektorstrom über Pin 5 zum IC-internen Widerstandsnetzwerk. Dies setzt Pin 5 auf +Ub. Sobald durch den Ladevorgang von C3 die Spannung zwischen Emitter und Basis von T1 dessen E-B-Schwellenspannung unterschreitet, sperrt T1. Der Übergang ist fliessend. Bei Sperrung liegt Pin 5 wieder auf seinem REF2-Potential mit dem typischen Wert von +Ub*2/3. Dazu siehe wieder Teilbild 1.1.

Anmerkung: Hier gilt nicht die B-E- sondern die E-B-Schwellenspannung mit dem typischen Wert von etwa 0.7 V, weil T1 ein PNP-Transistor ist und der Spannungspfeil von Plus nach Minus zeigt.

Verdrahtung ohne GND-Loop (Seite 5): In Bild 4 ist der Hauptstrompfad vom Netzteil zum Ventilator und zurück, mit kleinen Pfeilen markiert. Der Stern beim GND-Symbol soll zeigen, dass alle GND-Potentiale der Elektronik und des Leistungsteiles zu diesem Sternpunkt führen müssen, damit kein störender GND-Loop auftreten kann. In der Praxis heisst das, dass die GND-Potentiale der Elektronik auch separat zusammengeschaltet werden dürfen. Dann muss aber die Summe dieses Elektronik-GND-Potentiales und das Leistungs-GND-Potential des Ventilator getrennt zum GND mit dem Stern führen. Wenn man einen doppelseitigen Print mit GND-Plane auf der Elementenseite realisiert, ist dieses Problem sicher durch den GND-Plane von vornherein beseitigt.

Teilbild 5.1 zeigt wie der hohe Ventilatorstrom durch die Leitungsimpedanzen von Z1 und Z2 fliesst. Auf diesen Leitungsabschnitten entstehen von der Gleichrichter-Kondensator-Schaltung ein Rippelstrom, von den PWM-Schaltvorgängen und vom Motor selbst steilflankige Stromsimpulse. Die Störspannungen, die dadurch auf Z1 und Z2 entstehen, reichen aus um die Elektronik wirksam zu destabilisieren. Dies geschieht nicht mit der Methode in Teilbild 5.2.

Im folgenden Elektronik-Minikurs wird gezeigt, was beim LMC/TLC555, und ebenso beim NE555, in der Funktion des PWM überhaupt nicht geht! Probleme gibt es, wenn eine PWM im 10-KHz-Bereich arbeiten muss und eine elektronische Strombegrenzung funktionieren soll. Das ist durchaus möglich, aber es geht nicht ganz so einfach. Wie es geht, wird hier erklärt: