Phasenanschnittsteuerung mit
Rundsteuersignalunterdrückung

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs befasst sich im Hauptthema mit der Auswirkung von mittelfrequenten Rundsteuersignalen auf dem 230-VAC-Netz auf dimmergesteuerte Glühlampen, dessen Schaltungen nach dem Prinzip des Phasenanschnitt arbeiten. Diese Rundsteuersignale, welche auf der 230-VAC-Netzspannung mit niedriger Spannung und Frequenzen im 100-Hz- bis in den unteren kHz-Bereich überlagert sind, dienen z.B. der Umschaltung zwischen Hoch- und Niedertarif in den hausinternen Stromzählern. Die Frequenz dieser Rundsteuersignale interferieren mit der Netzfrequenz oft zu einer sehr niedrigen Differenzfrequenz und dies macht sich in periodisch langsamen leichten Helligkeitsschwankungen der Glühlampen, einem "Schweben", bemerkbar. An einer praktischen Schaltung mit dem TCA785 und einem vorgeschalteten aktiven Tiefpassfilter, wird eine Problemlösung vorgestellt. Es wird aber auch erklärt wie es überhaupt zu diesen langsamen Helligkeitsschwankungen kommt.

Der TCA785 ermöglicht die Phasenanschnittsteuerung eines Triac oder zwei zwei antiparallel geschalteten Thyristoren mit einer Gleichspannung (DC-Spannung). Dieses IC gibt es schätzungsweise seit zwei bis drei Jahrzehnten und ist noch immer sehr beliebt. Im September 2006 evaluierte ich einige Elektronik-Distributoren bei denen dieser TCA785 erhältlich ist: Distrelec, Schuricht, Bürklin Elektronik, Reichelt und RS-Components. Der TCA785 ist auch noch im 2007-Katalog von Distrelec eingetragen. Diese Liste ist kaum vollständig.

Bevor wir mit dem Hauptthema beginnen, befassen wir uns kurz mit zwei andern, jedoch wesentlich bekannteren Themen. Es geht dabei um Störphänomene, die von der Phasenanschnittsteuerung selbst ausgehen. Es ist einerseits das Hystereseproblem, das zu einfach realisierte Dimmerschaltungen verursachen und anderseits geht es um Radiostörungen und was man dagegen tun muss!

Wem der Triac und der Diac noch völlig fremd sein sollte, möge auf der Hauptseite des Elektronik-Kompendium im Schnellsuchfenster abwechslungsweise Triac und Diac eingeben und die gezeigten Inhalte lesen. Ebenso empfehlenswert ist das ELKO-Buch Elektronik-Fibel von Patrick Schnabel. Es empfehlen sich die Kapitel Diac - Diode-Alternating-Current-Switch und Triac - Triode-Alternating-Current-Switch.

Das Hysterese-Problem

Teilbild 1.1 zeigt die einfachste Dimmerschaltung mittels Triac und Diac. Der Diac verhält sich ganz ähnlich wie eine Glimmlampe. Bei zunehmender Spannung erfolgt eine Zündung, wobei die Zündspannung ebenso höher ist als die Spannung wenn Strom durch das Triggerelement fliesst. Dieser Strom kann nur dadurch unterbrochen werden, in dem der Strom ein kritisches Minimum, den Haltestrom, unterschreitet. Wie bei einer Glimmlampe ist beim Diac die Zünd- und Flussspannung ebenfalls symmetrisch. Beide Bauteile können in beide Spannungs- und Stromrichtungen betrieben werden. Diese wichtige Eigenschaft machen solche Bauteile brauchbar für den Einsatz in einer Phasenanschnittsteuerung mittels eines Triac.

Betrachten wir den Fall, dass der Knotenpunkt von C1 und R1 vom Diac getrennt ist. C1 ladet und entladet sich über P1 und R1. Die Lade-/Entladespannung über dem Triac ist die sinusförmige Wechselspannung (AC-Spannung) des 230-VAC-Netzes, solange der Triac offen und die Glühlampe (Halogenlampe) L, oder eine andere ohmsche Last, stromlos ist. Dies bleibt so, weil der Diac jetzt nicht angesteuert wird. Die Sinusspannung über C1 folgt zur Sinusspannung des 230-VAC-Netzes zeitlich verzögert. Anders ausgedrückt, die Sinusspannung über C1 ist der Sinusspannung des 230-VAC-Netzes nacheilend phasenverschoben. Je grösser der Wert von R1 und P, um so grösser ist diese Verzögerungszeit, bzw. dieser Phasenwinkel.

Betrachten wir jetzt den Fall, dass der Knotenpunkt zwischen C1 und R1 an den Diac geschaltet ist. Die Sinusspannung über C1 erhöht sich, phasenverschoben zur Sinusspannung des 230-VAC-Netzes, bis die Zündspannung des Diac erreicht ist. Die übliche Zündspannung eines Diacs liegt etwa bei 32 V. Die Flusspannung, also die verbleibende Spannung über dem Diac, wenn der Strom in's Gate des Triac fliesst, beträgt etwa 24 V. Zum Zünden des Diac und des Triac gibt es einen Spannungshub von etwa 8 V und dies hat zur Folge, dass C1 nie ganz entladen werden kann. Das ist vor allem bei kleinem Stromflusswinkel problematisch. Diese Hysterese hat zur Folge, dass die Leistung an GL instabil ist und das äussert sich dadurch, dass schwach leuchtende Glühlampen leicht flackern. Unter Stromflusswinkel versteht man den Phasenwinkel beim dem Strom durch den Triac in die Last fliesst. An anderer Stelle liest man auch vom aktiven Phasenwinkel. Beides ist dasselbe.

Teilbild 1.2 hat mit R2 und C2 ein zusätzliches RC-Tiefpassfilter, dessen Zweck es ist die Hysterese zu veringern und so die Glühlampe weniger flackert. Wozu L, C2 und R2 in Teilbild 1.1 und L, C3 und R3 in Teilbild 1.2 dienen, wird weiter unten mit Bild 3 erklärt.

Praktisch umsetzbare hysteresefreie Schaltung

Bild 2 zeigt eine relativ aufwändige, aber vollkommen hysterefreie Schaltung zur Ansteuerung eines Triacs, ebenfalls mit einem Diac als Triggerelement. Es taucht dabei ein neuer Begriff auf, der Quadrac. Ein Quadrac ist ein Triac mit integriertem Diac-Trigger. Diese von Littelfuse entwickelten Komponenten gibt es seit den 1970er-Jahren. Sie sparen dem Benutzer Kosten und Montagearbeiten, da kein separates Diac erworben und zusammen mit einem Gate-gesteuerten Triac montiert werden muss. Es gibt Quadracs mit Maximalströmen bis 15 A (Q4015LT). Der Haltestrom beträgt bei einem solchen Quadrac 70 mA. Dies bedeutet in der Praxis, dass gerade noch sicher eine 25-Watt-Glühbirne an 230 VAC gesteuert werden kann. Wobei, das mit dem Haltestrom gilt nur dann, wenn mit Gate-Impulsen gesteuert wird. Bei dauerhaftem Gatestrom während des aktiven Phasenwinkels, kann der minimale Haltestron ignoriert werden.

Das Diodennetzwerk D1 bis D4 und die Umladewiderstände R3 und R4 sorgen dafür, dass der Timing-Kondensator C1 (und C2) mit jeder Zündung praktisch vollständig entladen wird, so dass auf jedenfall gleiche Anfangsbedingungen für das Aufladen herrschen. Dadurch werden Hystereseeffekte wirksam vermieden.

Wenn Potmeter P einen hohen Widerstandswert hat, dauert es, entsprechend der Verzögerung lange, bis die Spannung an C1 (und C2) hoch genug ist um den Quadrac zu zünden. Dies bedeutet einen kleinen aktiven Phasenwinkel. Die Glühlampe GL leuchtet relativ dunkel. Je niedriger P ist, um so kürzer ist Verzögerungszeit, um so grösser der aktive Phasenwinkel und um so heller die Glühlampe. C2 kann zusätzlich nötig sein, wenn mit P bei seinem Maximalwert die Ausgangsleistung nicht auf Null gesteuert werden kann. R2 kann zusätzlich nötig sein, wenn eine minimal einstellbare Helligkeit wichtig ist. Man muss C2 und R2 empirisch ermitteln, weil C2 und R2 sind wegen Exemplarstreuungen schlecht definierbar. R2 kann auch als (Trimm-)Potmeter ausgeführt sein. Es empfiehlt sich dabei die Serieschaltung eines (Trimm-)Potmeter mit einem Widerstand. Das hat zwei Vorteile: Das (Trimm-)Potmeter dient zur Steuerung im Dunkelbereich und dessen Widerstandswert fällt so nicht allzu gross aus. Wozu die Drossel L, die Kondensatoren C3 und C4 und der Widerstand R5 dienen, liest man im nächsten Kapitel mit dem Titel Entstörung.

Die Schaltung in Bild 2 war in den 1970er-Jahren eine Applikation einer mir heute nicht mehr bekannten Zeitschrift. Vielleicht war es eine Firmenzeitschrift. Anstelle eines Quadracs wurde dort ein Triac und ein Diac abgebildet. Im Jahre 1976 baute ich diese Dimmerschaltung mit dem Quadrac Q4006LT. Seither funktioniert diese Schaltung noch heute einwandfrei. Ich steuere damit einen kleinen Tischventilator, der dem Zweck dient, die Sommerhitze am Arbeitsplatz erträglich zu halten.

Entstörung

Teilbild 3.1 zeigt den Ausschnitt einer der Schaltungen in Bild 1, allerdings ohne die Bauteile zur Entstörung. Teilbild 3.2 zeigt das Beispiel eines aktiven Phasenanschnitt-Winkels in jeder Sinushalbperiode. Die Sinusteile mit den schwarzen Flächen sind aktiv. Mit der sehr steil ansteigenden Flanke, wird die Last (Glühlampe GL) eingeschaltet und bleibt bis zum folgenden Sinus-Nulldurchgang eingeschaltet. Danach wiederholt sich das selbe bei der negativen und danach wieder bei der positiven Halbwelle. Diese sehr steile Flanke beim Einschalten ist eine hochfrequente breitbandige Störquelle und die Leitungen an den beiden Hauptanschlüssen des Triacs wirken als Sendeantennen, wobei auch das 230-VAC-Netz diese HF-Störung per Draht weiterleitet. Dies natürlich mit einer frequenzabhängigen gewissen Dämpfung pro Längeneinheit. Bei einer Flankensteilheit von 100 V/µs, die für einen Triac durchaus üblich ist, bedeutet dies, dass ein solcher Störsender eine Frequenzbandbreite bis weit in den MHz-Bereich hat. Die Frequenzbänder der Lang-, Mittel- und Kurzwellen werden massiv gestört. Das Radiohören in diesen Frequenzbereichen ist in einem Haus, in dem es nur eine einzige nichtentstörte Phasenanschnittsteuerung hat, praktisch unmöglich, ausser man hört einen lokalen Radiosender mit genügend hoher Feldstärke. Auch Kurzwellen-Amateurfunk wird in unmittelbarer Umgebung praktisch verunmöglicht. Wie machen sich diese Störungen akustisch bemerkbar? Diese steilen Flanken treten alle 10 ms auf. Sie tönen mit der Grundfrequenz von 100 Hz, jedoch wegen den reichhaltigen Oberwellen, auch im Audiofrequenzbereich, grell und lästig.

Teilbild 3.3 zeigt, wie man mit einfachen Mitteln eine Triac-. Quadrac-, aber auch Thyristorschaltung wirksam entstört. Dazu muss erst etwas ganz anderes erklärt werden. Wir wissen bereits, dass Thyristoren und Triacs sehr schnell einschalten. Diese Tatsache bereitet den Thyristoren kaum Probleme, da sie nur in einer Stromrichtung schalten können. Die umgekehrte sperrende Polarität dauert lange genug, so dass ein sogenanntes "Über-Kopf-Zünden" deswegen nicht besteht, weil bei umgekehrter Polarität, kann ein Thyristor gar nicht einschalten. Ganz anders der Triac, der in beiden Polaritäten einschaltet, wenn die Zündung am Gate erfolgt. Das "Über-Kopf-Zünden" ist ohne Massnahme dagegen besonders dann risikoreich, wenn die Zuleitung und Last eine gewisse Induktivität aufweisen. Wenn dies passiert, ist die Triacschaltung nicht mehr steuerbar. Es braucht deshalb parallel zu den Hauptanschlüssen des Triac stets die Serieschaltung eines Kondensators C und eines Widerstandes R, wie dies Teilbild 3.3 zeigt. Die Induktivität L lassen wir vorläufig weg. Man bezeichnet ein solches RC-Netzwerk Snubber oder, vor allem in der Anwendung von Audio-Leistungsendstufen, auch Boucherot-Glied. Während ein solches RC-Snubber-Netzwerk bei einer Triacschaltung die Steilheit der Einschaltflanke reduziert, vermeidet es in Audio-Leistungsendstufen sogenannte "wilde" Schwingungen. Diese treten sonst auf, weil die Lausprecherboxen komplexe, also nicht rein ohmsche Lasten sind.

Nun ist es so, dass man solche RC-Snubber-Netzwerke oft trotzdem auch in Thyristorschaltungen sieht. Warum? Ganz einfach, es gibt eben noch einen andern Grund. Wenn eine Thyristor- oder Triacschaltung mit einem Schalter an's 230-VAC-Netz geschaltet wird, passiert das sehr steilflankig. Besonders dann, wenn die Sinusspannung beim Einschalten gerade einen hohen Wert aufweist, können auch hier Thyristoren und Triacs zünden, ohne dass ein Gatestrom anliegt. Mit dem RC-Snubber-Netzwerk wird das vermieden und es vermeidet gleich noch etwas, nämlich das willkürliche Zünden von Thyristoren und Triacs, wenn auf der 230-VAC-Leitung sehr steilflankige Überspannungen auftreten, wie dies beim Schalten von Induktivitäten (z.B. Trafos mit nur geringer sekundärer Belastung) passieren kann.

Warum aber braucht es ein RC-Snubber-Netzwerk, warum genügt nicht einfach nur ein Snubber-Kondensator? Bei Audio-Leistungsendstufen geht es darum, dass ein allfälliger Schwingkreis aus diesem Subber-Kondensator und der komplexen Lautsprecherlast gedämpft wird und nicht als schädlicher Nebeneffekt erst recht unerwünschte Schwingungen auftreten. Sollten trotz allem mittel- bis hochfrequente Schwingungen auftreten, zerstört es, wegen zu hohem Strom, bestenfalls diesen Widerstand und nicht gleich die teure Audioenstufe. Weshalb jedoch der Widerstand im Snubber-RC-Netzwerk bei Triacschaltungen? Da die Kapaziäten mit oft einigen hundert Nanofarad nicht gerade niedrig sind, würde bei der steilen Einschaltflanke des Triac ein sehr hoher Spitzenstrom auftreten, und das geschieht immerhin hundert Mal pro Sekunde, wenn auch nur maximal während Mikrosekunden. Trotzdem ist der Spitzenstrom wegen dem extrem niedrigen Widerstand sehr gross. Der in Serie geschaltete Widerstand begrenzt diesen Spitzenstrom auf wenige Ampere. Das schützt den Triac und den Kondensator.

Wir haben bisher die Induktivität L in Teilbild 3.3 verbannt und führen sie jetzt wieder ein und fragen uns, wozu es diese überhaupt braucht, wenn die Triacschaltung auch ohne sie einwandfrei funktioniert. Die Reduktion der Flankensteilheit reicht ohne Induktiviät L nicht um die oben erwahnten Radio-Frequenzbänder genügend zu entstören. Es reicht bestenfalls für die Kurzwellenbänder im oberen Frequenzbereich. Erst eine zusätzliche Induktivität L im Bereich von 100 µH und mehr macht dies möglich. Bildlich in Diagrammen dargestellt ist dies in den Teilbildern 3.4 (ohne LRC-Filterung) und 3.5 (mit LRC-Filterung).

Gehen wir kurz zurück zu Bild 2 zum LRC-Filter. Dort hat es parallel zu R5 einen zusätzlichen Kondensator C4, der mit 47 nF etwa 4.7 mal niedriger ist als C3. Ich habe nirgends gelesen wozu C4 dienen soll. Ich stellte damals beim Nachbau aber fest, dass die noch schwachen Radiostörungen, wenn ein Taschenradio irgendwo im Raum platziert war, mit C4 weg war. Grund wird der sein, dass ohne C4 über R5 noch genügend steilflankige Spannungsimpulse auftreten. Diese Spannungsimpulse befinden sich vor allem auf der Leitung zwischen Triac und Lampe. Diese Leitung wirkt als Sendeantenne und strahlt diese Impulse ab. Mit C4 wird diese Eigenschaft massiv gedämpft.

Worauf muss man beim Kauf der Kondensatoren C3 und C4 in Bild 2 achten? Man liest bei C3 und C4 X-TYPE. Das sind hochwertige, spannungsfeste Funkentstörkondensatoren der Klasse X2. Sie eignen sich speziell für den Einsatz an der 230-VAC-Netzspannung. Mehr technische Informationen erhält man beim Hersteller WIMA. Die angegebenen Werte von 220 nF und 47 nF sind z.B. bei Distrelec leicht erhältlich.

Störung durch Rundsteuersignal

Es gibt ein Elektronik-Minikurs (1) der sich zum Hauptthema mit der Synchronisation mit dem Sinus-Nulldurchgang der 230-VAC-Netzspannung auseinandersetzt. Dort wird in diesem Zusammenhang auch auf die Rundsteuerung eingegangen. Es wird dort auch auf einen Link (2) verwiesen, der die Rundsteuerung genau erklärt und Tabellen mit technische Daten enthält. Ich empfehle dazu die Kapitel Einleitung, Der Einfluss des Netztrafo auf den Phasenwinkel, Dimensionierung, Messen und Testen und Phase oder Inversion, das ist hier die Frage zu lesen in:

Synchronisation mit dem 230-VAC-Sinus-Nulldurchgang (1)

Eine speziele Webseite erklärt was die Rundsteuerung ist und wozu sie eingesetzt wird. Es hat unter weiteren Informationen auch Tabellen über Frequenzen und Pegel, geordnet nach Länder und Regionen:

Rundsteuerung: Grundlagen (2)

Hier wird noch einmal kurz die Rundsteuerung thematisiert und dies in Zusammenhang mit DC-spannungsgesteuertem Phasenanschnitt mittels speziellem IC und einer Tiefpassfilterung, auf die etwas näher eingegangen wird. Es geht dabei um eine Störung spezieller Art und wie man diese behebt. Bild 4 zeigt worum es geht:

Teilbild 4.1 zeigt das sehr vereinfachte Prinzipschaltbild. Zwecks Synchronisation mit dem Sinus-Nulldurchgang der 230-VAC-Netzspannung, führt die AC-Spannung Uac, natürlich spannungsreduziert, zum Synchronisationseingang Usync. Dies ist auch mittels eines Netztrafo möglich. Mittels Potmeter P, oder mit einer variablen DC-Spannung Uc (c = control), z.B. von einem DA-Wandler, wird am Ausgang Ut (t = trigger) der Phasenwinkel zur Steuerung des Triacs erzeugt.

Teilbild 4.2 illustriert was geschieht, wenn der Sinusspannung Uac von 230 VAC eine viel keinere Störspannung (Rippel), aber mit höherer Frequenz, überlagert ist. Man sieht drei mal einen sehr kleinen Ausschnitt der ansteigenden Sinusspannung, die sich in der Steigung überlagerten Störspannung äussert. Gezeichnet ist hier einfachheitshalber eine Sägezahnspannung für die Störspannung. In Wirklichkeit ist das Rundsteuersignal auch eine Sinusspannung. Teilbild 4.2a zeigt die Stelle an der die Spannung Uac die Spannung Uc überschreitet. In diesem Augeblick wird die Triggerspannung Ut für das Gate des Triacs erzeugt. Je höher Uc ist, um so später erreicht Uac die Triggerschwelle und umso kleiner ist der aktive Phasenwinkel, bzw. die Dauer der Einschaltung des Triacs bis zur Ausschaltung beim nächsten Sinus-Nulldurchgang. Teilbild 4.2b zeigt wie die zur 50-Hz-Netzfrequenz nichtsynchronisierte höhere Frequenz der Störspannung davon läuft. Man sieht, dass Uac Uc dreimal kreuzt, wobei die erste Kreuzung den Triac zündet. Der nächste Sinus-Nulldurchgang findet erst sehr viel später nach den drei Durchkreuzungen statt. Mit diesem Effekt verändert sich der Zündphasenwinkel. In Teilbild 4.2c schreitet dieser Effekt fort, der dann zum bereits erklärten Schwebungseffekt führt, wenn die Störfrequenz (Rundsteuersignal) in der Nähe eines Vielfachen der Netzfrequenz liegt. Z.B. bei 503 Hz "schwebt" die Helligkeit des Lichtes mit der Frequenz von 3 Hz optisch auffällig. Leider ist es mir nicht möglich dies mit einfachen optischen Mitteln graphisch zu illustrieren. Eine entsprechende Graphikanimation würde so etwas leichter möglich machen. Was hier genügen muss, ist die Vorstellungskraft des Lesers.

Teilbild 4.3 zeigt ein Tiefpassfilter das zwischen Uac und Usync geschaltet ist. Dieses Tiefpassfilter filtert die Störspannung, das Rundsteuersignal, weg und mittelt dessen Spannungswert. Was bleibt, ist die Sinusspannung der 230-VAC-Netzspannung mit der Frequenz von 50 Hz. Teilbild 4.4 zeigt dies. Die Sinusspannung ist die durchzogene gerade schräge Linie. Damit Usync aber trotzdem bei Sinus-Nulldurchgang der 230-VAC-Netzspannung erfolgt, muss dieses Tiefpassfilter eine Phasenverschiebung von entweder 180° oder 360° aufweisen. Dieses Thema findet man etwas vetieft im Elektronik-Minikurs (1) im Kapitel Phase oder Inversion, das ist hier die Frage.

Einschlafen nur bei Sonnenuntergang möglich...

Aus meinem Bekanntenkreis im Jahre 1985 war jemand, die des Nachts im Dunkeln schlecht einschlafen konnte. Ich habe für sie, zu Ihrem 40. Geburtstag, dieses Problem mit der Entwicklung und dem Bau eines elektronischen Sonnenuntergangsimulators behoben. Als Leuchtquelle diente eine gewöhnliche Nachttischlampe mit einer Glühbirne. Dieser Simulator verdunkelt die Nachttischlampe kontinuierlich mit einer einstellbaren Zeit von max. 2 Stunden von einer maximalen zu einer minimalen einstellbaren Helligkeit.

Die nachfolgende Schaltung in Bild 5 im folgenden Kapitel ist der Teil der Gesamtschaltung zu diesem elektronischen Sonnenuntergangsimulator. Es ist die Phasenanschnittsteuerung mit dem TCA785 und der Filterschaltung zur Unterdrückung der Interferenzen, die durch die Rundsteuersignale entstehen. Der ganz grosse Rest des Sonnenuntergangsimulators ist, ausser ein paar Schaltfunktionen, reine Analogtechnik.

Es ist ein sogenannter Miller-Generator mit dem es möglich ist mit einem Opamp und einer RC-Zeitkonstante von nur 5 Sekunden eine Timerzeit von 2 Stunden zu erzeugen und das mit einer linearen DC-Spannungskurve. Genau diese DC-Spannungskurve dient der Steuerung des Phasenwinkels zur Zündung des Triacs mit dem TCA785.

Wichtiger Hinweis: Die Unterlagen zum Sonnenuntergangsimulator existieren nur als Bleistiftskizzen ohne Kommentare. Es ist mir aus Zeitgründen leider nicht möglich diese Skizzen einzuscannen und als Dateien zu versenden. Aus meinen Erfahrungen mit andern Projekten erfolgen bei solchem Entgegenkommen oft lange Mail-Diskussionen, wegen der fehlenden Beschreibung. Auf Wunsch einzelner Leser babsichtige ich irgendwann einen Elektronik-Minikurs zu machen. Wann das sein wird, weiss ich nicht. Neue Elektronik-Minikurse werden stets im ELKO-Newsletter bekanntgegeben. Es lohnt sich, diesen Newsletter zu abonnieren.

DC-steuerbare Phasenanschnittsteuerung mit Störignalunterdrückung

Die Schaltung zeigt die Entnahme der AC-Spannung auf der Trafosekundärseite mit R1. Diese Sinusspannung wird mit zwei antiseriell geschalteten Z-Dioden Z1 und Z2 zu einer niedrigen Trapezspannung von etwa 3.6 VAC begrenzt. Diese Spannung liegt soweit unterhalb der Opampspeisung, damit beide Opamps IC:A1 und IC:A2 sicher im linearen Bereich arbeiten. Man könnte diese Spannungsreduktion auch mit einem Spannungsteiler realisieren. Die Methode mit den Z-Dioden hat aber den Vorteil, dass die Eingangsspannung des Tiefpassfilters in einem weiten Bereich unabhängig ist von der Trafosekundärspannung und der differentielle Quellwiderstand, gerade wegen der Z-Dioden, ist besonders niederohmig. Dieser Quellwiderstand muss niederohmig sein, damit die Grenzfrequenz und die Filterdämpfung möglichst nicht beeinflusst wird. Dies würde geschehen, weil der Quellwiderstand zu R2 dazu addiert auf die erste Filterstufe wirkt. Bei besonders niedriger Trafosekundärspannung kann man anstelle der in Serie geschalteten Z1 und Z2 zwei antiparallel geschaltete Dioden verwenden, wie dies mit D1 und D2 gezeigt wird. Dies wäre übrigens generell eine Alternative.

Das Butterworth-Tiefpassfilter vierter Ordnung hat eine Grenzfrequenz von 50 Hz und im Grenzfrequenzbereich eine Steilheit von 24 dB/Oktave oder 80 dB/Dekade. Ein Rundsteuersignal von 500 Hz wird somit mit einem Faktor von 10'000 gedämpft und hat mit Sicherheit keinen störenden Einfluss mehr. Der Ausgang dieses gefilterten 50Hz-Signales sollte mit D1 und D2 begrenzt werden. Es synchronisiert die nachfolgende integrierte DC-steuerbare Phasenanschnittsteuerung TCA785 von Siemens (IC:B).

Das Tiefpassfilter erzeugt eine Phasenverschiebung von 180°. Das ist nötig, damit der Spannungs-Nulldurchgang beim Sync-Eingang des TCA785 synchron ist zum Phasen-Nulldurchgang der 230-VAC-Netzspannung, wobei die Spannungsrichtung hier keine Rolle spielt. Wegen den 180° wird das Eingangssignal invertiert. Der 180°-Phasenwinkel wird jedoch nicht exakt erreicht, weil die Sinusspannung sekundärseitig am Trafo TR abgenommen wird, TR jedoch eine gewisse voreilende Phasenverschiebung aufweist. Mehr dazu liest man im Elektronik-Minikurs (1) im Kapitel Einfluss des Netztrafo auf den Phasenwinkel. Dieses Mango lässt sich allerdings am Trimmpotmeter P Rampengenerator-Feinabstimmung kompensieren. Der TCA785 hat zwei Triggerausänge Q1 und Q2. Diese dienen getrennt zur Ansteuerung von zwei antiparallel geschalteten Thyristoren oder UND-verknüpft, wie hier, zur Ansteuerung eines Triac. Zwecks galvanischer Isolierung sollte man, wie ebenfalls hier, einen Opto-Diac (IC:C) dazwischen schalten.

Ein paar Worte zum Tiefpassfilter. Es fällt auf, dass die grenzfrequenzbestimmenden Bauteile R2 bis R5 und C1 bis C4 jeweils exakt die selben Werte haben. Das ist möglich wenn die Filterdämpfung nicht auch noch von den frequenzbestimmenden Komponenten erzeugt werden muss. Bei der vorliegenden Methode des sogenannten Sallen-Key-Tiefpassfilters, wird die Dämfungseinstellung von den verstärkungsgebenden Widerständen R6 bis R9 definiert. Dies vereinfacht die Dimensionierung der Filterschaltung und die Beschaffung der Komponenten wesentlich. Man muss allerdings in Kauf nehmen, dass diese Art der Filterschaltungen immer eine höhere Verstärkung als 1 haben. Eine sehr praxisnahe Einführung mit ebenso einfacher Berechnungsgrundlage bietet dazu "Das AKTIV-FILTER-Kochbuch" von Don Lancaster. Allerdings ist, wenn überhaupt, nur noch die englische Ausgabe "The Active Filtercookbook" erhältlich. Das ist sehr schade, weil gerade für den Elektronik-Praktiker dieses Buch ganz besonders wertvoll ist.

Man kann sich noch fragen, braucht es denn überhaupt eine so hohe Dämpfung im Sperrbereich. Genügt nicht auch die Hälfte und man reduziert die Filterschaltung auf eine Ordnung von zwei mit nur einem Opamp. Das geht nicht, weil dann bei der selben Grenzfrequenz bei der Netzfrequenz von 50 Hz der Phasenwinkel nur 90° anstatt 180° betragen würde. Nun, es geht natürlich doch, wenn man die Grenzfrequenz so niedrig ansetzt, dass bei 50 Hz ein Phasenwinkel von 180° eintritt. Da müsste man aber noch untersuchen, wie stabil dieser Phasenwinkel bei kurzzeitigen Änderungen der Netzfrequenz ist. Wenn ungenügend, kann dies leicht zu optisch wahrnehmbaren Störungen der Lampenhelligkeit führen. Dies müsste man extra untersuchen. Wenn der Leser Lust zu so etwas hat, warum nicht...

Die DC-Steuerspannung am Eingang U11 ist zum aktiven Phasenwinkel invertiert. Je höher diese DC-Spannung an U11 ist, um so dunkler leuchtet eine vom Triac gesteuerte Glühlampe. Will man diese Inversion aufheben, bedient man sich der Schaltung der beiden Opamps von IC:D. IC:D1 dient als Impedanzwandler für einen hochohmigen Eingang und IC:D2 arbeitet als Invertierer mit Verstärkung -1.

Trafo TR, Brückengleichrichter BG, Siebkondensatoren C1 und C2 und die symmetrische Spannungsregelung sind nicht näher spezifiziert. Dies macht auch wenig Sinn, weil dies stark davon abhängig ist, was alles, je nach Anwendung an Elektronik, noch dazu kommt...

Phasenanschnittsteuerung mit Rundsteuersignalunterdrückung