Pullup-, Pulldown-Widerstand
Massnahmen zur Entstörung bei langer Leitung
Openkollektor - Wired-OR - Latchup-Risiken

Was ist ein Pullup- und ein Pulldown-Widerstand?

Pull heisst bekanntlich ziehen, Up heisst rauf und Down heisst runter. Ein Pullup-Widerstand zieht also etwas hinauf und ein Pulldown-Widerstand zieht etwas hinunter. Genau so einfach ist es. Der eine zieht die elektrische Spannung hinauf und der andere zieht sie hinunter. Das Hinaufziehen geht dabei meist bis zum Betriebsspannungswert +Ub und das Hinunterziehen hinunter auf GND, oder im Falle einer symmetrischen Betriebsspannung mit ±Ub auf -Ub. Damit wäre eigentlich schon alles geklärt, wenn es nicht etwas komplizierter wäre...

Es gibt zwei Möglichkeiten einen Taster mit einem logischen Gatter zu verbinden. Will man dafür sorgen, dass der Eingangspin logisch LOW erhält, wenn die Taste gedrückt wird, so gilt Teilbild 1.1. Der Kontakt liegt zwischen dem Eingang des Gatters und GND. Es kann anstelle des Tasters auch ein Schalter sein. Der Pullup-Widerstand liegt zwischen dem Eingang und +Ub. Beim Öffnen des Tasters zieht der Pullup-Widerstand die Spannung am Eingang hoch bis zum Betriebsspannungswert +Ub, was logisch HIGH entspricht. Das Gatter selbst ist selbstverständlich mit der selben Betriebsspannung +Ub und GND gespiesen und das gilt für alle folgenden Bilder, wo die Speisung nicht speziell gekennzeichnet ist.

Will man dafür sorgen, dass der Eingang logisch HIGH erhält, wenn die Taste gedrückt wird, gilt Teilbild 1.2. Der Kontakt liegt zwischen dem Eingang und +Ub. Der Pulldown-Widerstand liegt zwischen dem Eingang und GND. Beim Öffnen des Kontaktes zieht der Pulldown-Widerstand die Spannung am Eingang hinunter auf GND, was logisch LOW entspricht. LOW oder HIGH wird am Eingang nur dann per Widerstand erreicht, wenn es ein CMOS-Eingang ist, weil dieser extrem hochohmig ist. Bei TTL-Bausteinen ist dies nicht der Fall, wie wir noch sehen werden.

Es werden hier Eingänge von NAND-Gattern gezeigt. Natürlich können dies auch andere digitale Eingänge sein, wie z.B bei einem Flipflop, Zähler oder Schieberegister. Bei der Anwendung von Pullup- und Pulldown-Widerständen geht es ganz einfach immer darum, dass bei einem offenen Kontakt der korrekte logische Eingangspegel garantiert ist. Darauf werden wir noch näher eingehen.

Ein Pullup- oder Pulldownwiderstand kommt auch bei einer Steuerung mittels Transistor zum Einsatz, der ähnlich einem Schalter dem Ein- und Ausschalten dient. In diesem Fall ist der Pullup- oder Pulldownwiderstand auch ein Kollektorwiderstand. Ein Widerstand im Kollektorkreis einer Schalt-Transistorstufe, dargestellt in den Teilbildern 1.3 und 1.4. Häufig findet man die Schaltung in Teilbild 1.3. Ein NPN-Transistor in der Funktion eines Openkollektor-Ausganges, integriert z.B. in einem Optokoppler. Siehe Skizze unter "Gleichstrom-Übertragungsverhältnis".



Das RS-Flipflop

Das RS-Flipflop ist eine typische Anwendung für Pullup- oder Pulldown-Widerstände. Immer dann wenn mechanische Kontakte - hier Taster - zur Anwendung kommen, sind diese Pullup- oder Pulldown-Widerstände notwendig, um den Logikpegel bei offenem Kontakt sicher zu stellen. Sollte der Leser nicht wissen was ein RS-Flipflop ist, so mache er sich bitte schlau in Patrick Schnabels RS-Flipflop-Grundkurs in:


Auf dieser Seite wird je ein RS-Flipflop mit zwei NAND- und zwei NOR-Gattern vorgestellt. Bild 2 (hier) illustriert zusätzlich die Pullup- und Pulldown-Widerstände. Die Dimensionierung dieser Widerstände wird weiter unten thematisiert.



Der prellfreie Schalter mit RS-Flipflop

Der prellfreie Taster oder prellfreie Schalter, zeigt Bild 3 in den Ausführungen mit einem NAND-RS- und einem NOR-RS-Flipflop. Dies ist eine sehr typische Anwendung für RS-Flipflops mit Pullup- und Pulldown-Widerständen. Nachteilig ist, dass man einen Umtaster, bzw. Umschalter, einsetzen muss. Einen prellfreien Taster oder Schalter mit nur einem Arbeitskontakt muss mit einem Monoflop realisiert werden, dessen Impulsdauer grösser ist als die Prellzeit.

RS-Flipflop entstören: Wie man ein RS-Flipflop in einer stark EMV-verstörten Umgebung, z.B. in einer Steuerungsanwendung im 230-VAC-Bereich, desensibilisiert, zeigt folgender Elektronik-Minikurs (Bilder 4, 5 und 6):



TTL war früher, (H)CMOS ist heute

Die Transistor-Transistor-Logik (TTL) wird hier bloss noch vollständigkeitshalber thematisiert. Für neue Projekte werden nicht mehr Standard-TTL, LS-TTL oder ALS-TTL eingesetzt. Wer trotzdem mehr zu diesen Bausteinen, jedoch auch einiges über (H)CMOS erfahren möchte, empfehle ich meinen Artikel aus dem Jahre 1992 in:



Standard-TTL und die Pullup- und Pulldown-Widerstände

Bild 4 zeigt zwei Standard-TTL-Eingänge. Teilbild 4.1 mit einem Pullup- und Teilbild 4.2 mit einem Pulldown-Widerstand beschaltet.

Betrachten wir zuerst Teilbild 4.1. Wie gross muss Rpu (Resistor-pullup) sein? Im Prinzip kann er beinahe beliebig gross dimensioniert werden oder man könnte auf ihn auch ganz verzichten. Bei offenem Eingang fliesst ein T1-Basisstrom, begrenzt durch R1, über die T1-Basis-Kollektor-Diode in die Basis von T2. T2 und T4 leiten und T3 ist offen. Der Ausgang des TTL-NAND-Gatter liegt damit auf logisch LOW. Wenn Rpu eingesetzt wird, steigt die Spannung am Eingang auf die Betriebsspannung von +5 VDC. Damit wird der Störabstand des NAND-Gate verbessert, was sich besonders bei langen Leitungen am Eingang störsicherer auswirkt. Der Emitter-Kollektor-Sperrstrom des T1 ist so gering, dass Rpu relativ hochohmig gewählt werden kann. 100 k-Ohm sind zwar möglich, empfohlen werden jedoch Werte zwischen 5 und 10 k-Ohm. Zu hohe Rpu-Werte erhöhen durch Einkopplung mittels parasitärer Leitungskapazitäten die Störempfindlichkeit.

Betrachten wir jetzt das Teilbild 4.2. Wie gross muss Rpd (Resistor-pulldown) sein? Hier fliesst ein T1-Basisstrom über einen der beiden T1-Emitter und Rpd nach GND. Aus T1 fliesst kein Kollektorstrom wenn einer der beiden Emitter von T1 auf GND-Pegel liegt, weil die Basis von T2 über die leitende Kollektor-Emitterstrecke von T1 ebenfalls auf GND gezogen wird. Der Basisstrom Ib von T1 entspricht dem Emitterstrom Ie von T1.

Dieser Strom erzeugt in Rpd einen Spannungsabfall und dieser darf gemäss Datenblatt 0.8 VDC nicht überschreiten. Der durch R1 begrenzte Strom liegt bei maximal 1.1 mA. Damit die Spannung von 0.8 VDC am Eingang nicht überschritten wird, darf Rpd nicht grösser als 720 Ohm sein. Es werden in der Praxis allerdings Werte unter 500 Ohm, in der Regel ein Widerstand von 390 Ohm, empfohlen.

Bei der Anwendung von Pulldown-Widerständen zeigt sich bei Standard-TTL-Schaltungen sogleich ein gravierender Nachteil: Der Strom ist bei geschlossenem Taster- oder Schaltkontakt relativ gross. Bei einem Rpd-Wert von 390 Ohm resultiert ein Strom von 13 mA. Im Gegensatz dazu erzeugt ein Rpu-Wert von 10 k-Ohm bei geschlossenem Kontakt bloss 0.5 mA. Besonders dann wenn eine grosse Menge von Schaltern zum Einsatz kommt, zeigt sich der Vorteil beim Einsatz von Pullup-Widerständen.



LS-TTL und die Pullup- und Pulldown-Widerstände

Auch diese Logik ist sehr alt (LS=Lowpower-Schottky) und es gab auch längst die ALS-TTLs (A = Advanced) welche die LS-TTLs verdrängte. Diese ALS-TTL-Bauseine sind schneller als die LS-TTLs, benötigen jedoch unwesentlich mehr Leistung. Aber uns interessiert hier nur die Angelegenheit der Pullup- und Pulldown-Widerstände.

Betrachten wir zunächst das Schaltbild in Teilbild 5.1. Schottky-Dioden schalten wesentlicher schneller um vom sperrenden in den leitenden Zustand und umgekehrt. Die Durchfluss-Schwellenspannung beträgt nur etwa 0.3 bis 0.4 VDC, während es bei herkömmlichen Siliziumdioden etwa 0.6 bis 0.8 VDC sind. Betreffs Rpu gelten etwa die selben Überlegungen wie zur Teilschaltung 4.1. Gleichgültig wie hoch Rpu ist, die Diode liegt in Sperrrichtung und es fliesst bloss ein irrelevant geringer Sperrstrom. Trotzdem sollte man es mit dem Wert des Rpu, aus dem Grund wie bereits beschrieben, nicht übertreiben.

In Teilbild 5.2 wirkt Rpd und es fliesst ein Strom durch den stromlimitierenden Widerstand R1, Schottky-Diode D1 und Rpd nach GND. R1 ist in LS-TTL-Schaltungen allerding fünf mal grösser als in Standard-TTL-Schaltungen. Daher darf Rpd mit 1.8 k-Ohm auch etwa fünf mal grösser sein.



Was ist ein Schottky-Transistor

Dies ist im Grunde nichts anderes als ein ganz normaler schnellschaltender NPN-Transistor kombiniert mit einer Schottky-Diode zwischen Basis und Kollektor. Wozu soll denn das dienen? Ganz einfach, es wird verhindert, dass der Basisstrom des Transistors unnötig gross wird. Sobald beim Anstieg des Basisstromes der Kollektorstrom in Funktion des Stromverstärkungsfaktores zunimmt, sinkt die Kollektor-Emitter-Spannung. Wird diese Spannung niedriger als die Flussspannung der Schottky-Diode, fliesst ein Teil des Stromes anstatt zur Basis über die Diode zum Kollektor. Dadurch wird wirksam verhindert, dass der Transistor in die Sättigung gesteuert wird. So müssen nach Wegfall des Basisstromes weniger Ladungsträger aus der Basis "ausgeräumt" werden und der Transistor schaltet schneller aus.

Man kann diesen Trick auch mit herkömmlichen Siliziumdioden realisieren. Allerdings arbeitet die Schaltung dann langsamer und die minimale Kollektor-Emitter-Spannung ist höher.



Pullup- und Pulldown-Widerstände an CMOS-Eingängen

Offene TTL-Eingänge sind prinzipiell logisch HIGH, auch wenn dies nicht ganz unproblematisch ist, wie wir weiter oben gelesen haben. Wie sieht dies mit CMOS-Eingängen aus? Die Oxydschicht zwischen Gate und Source ist ein perfekter Isolator. Ein Eingangswiderstand von 1012 Ohm ist selbstverständlich. Was hindert uns also für Rpu und Rpd Werte im M-Ohm-Bereich zu wählen? Im Grunde nichts, wenn da nicht einige Kriterien aus der Praxis zu berücksichtigen sind. Wenn durch Verschmutzung Kriechstrecken entstehen, nimmt an dieser Strecke der Widerstand ab. Passiert dies zwischen den Kontakten eines Schalters oder Tasters, dann haben wir einen Spannungsteiler der entweder aus Rpu und dem offenen Kontaktübergangswiderstand (Teilbild 7.1) oder aus Rpd und dem offenen Kontaktübergangswiderstand (Teilbild 7.2) besteht. Dadurch wäre die korrekte logische Eingangsspannung nicht mehr gewährleistet.

Betreffs Grösse von Rpu und Rpd kommt es ganz auf die Anwendung an. Im Normalfall eignen sich gut Werte von 10 bis einigen 100 k-Ohm. Im nächsten Kapitel befassen wir uns mit dem Störrisiko bei langen Leitungen zwischen der Kontaktstelle und der Elektronik und wir überlegen uns was im Falle des Batteriebetriebes zu beachten ist. Diese Situation weicht etwas vom Normalfall ab.



Störsichere Gate-Eingangsschaltung eines CMOS-IC

Wie funktioniert diese Schaltung? R1 ist der Pullup-Widerstand. Beim Öffnen des Kontaktes und bei offenem Kontakt wirkt die Zeikonstante R1*C mit 10 ms. Bei diesem Wert können selbst massive kapazitive Einkopplungen auf die lange Leitung von niederfrequenten Signalen kaum stören. Hochfrequente Störsignale haben eh keine Chance, vorausgesetzt allerdings, dass C kein Wickel- sondern ein Keramikkondensator ist. Dieser hat eine speziell niedrige parasitäre Eigeninduktivität.

Man sollte hier auf eine relativ grosse R1*C-Zeitkonstante achten, denn bei einem hochohmigen Eingang und bei der Verwendung einer sehr langen Leitung, können auch mittel- und niederfrequente Einkopplungen stören. Bei geschlossenem Tasten- oder Schalterkontakt ist der Eingang niederohmig. Der sehr niedrige Widerstand, bestehend aus Kontakt und Leitung, dominiert. Wir dürfen aber nicht vergessen, dass die Leitung auch eine gewisse Induktivität besitzt. Sie ist eine parasitäre Spule mit einer Windung. Dies ist, extrem betrachtet, auch dann der Fall wenn eine parallele Zweidrahtleitung verwendet wird. Allerdings ist dann die Antennenwirkung sehr gering. Wollen wir aber auch gleich diesem Problem vorbeugen, so schalten wir in Serie zum Eingang R2 mit einem Wert von z.B. 10 k-Ohm. R2 erzeugt mit C eine Zeitkonstante von 0.33 ms. Dies dürfte ausreichen, da bei geschlossenem Kontakt eine niedrige Impedanz vorliegt, bei der nur hochfrequente bzw. steilflankige Einkopplungen überhaupt wirksam werden können. Der passive Tiefpass aus R2*C dämpft dies wirksam. R2 hat aber noch einen anderen Zweck. Ohne R2 bildet sich aus der Leitungsinduktivität und C ein eher schwach gedämpfter Schwingkreis, der durch eine steilflankige Störeinkopplung angeregt werden könnte. Die daraus resulierende Amplitude könnte zu einer Fehltriggerung des nachgeschalteten Systemes führen. Mit R2 erreicht man eine wirksame Dämpfung dieses parasitären Schwingkreises.

Aber wozu braucht es jetzt noch R3, neigt der aufmerksame Leser sich zu fragen. Das ist ganz einfach: Nehmen wir an, es kommt auf der langen Leitung zu einem Überspannungsimpuls, dann könnte der Stromimpuls durch die Schutzdioden D1 und D2 kurzzeitig so gross werden, dass ohne R3 die ebenso kurzzeitig erhöhte Durchfluss-Spannung der IC-internen Schutzdioden überschritten wird. Die Folge davon wäre ein Latchup-Effekt des CMOS-IC. Dieser führt bekannterweise zum Kurzschluss durch die Zündung eines IC-internen parasitären Thyristors und zerstört das IC. Mit R3, der durchaus auch grösser gewählt werden kann, wird der Eingangsstrom ins Gate, im Falle einer Eingangsspannung unterhalb von GND oder oberhalb von +Ub, so weit begrenzt, dass der Latchup-Effekt sicher nicht auftreten kann. Sicher, weil die Eingänge der CMOS- und HC(T)MOS-Familien bereits integrierte Widerstands-Dioden-Netzwerke enthalten, die jedoch möglichst nicht überstrapaziert werden sollen. Daher lohnt es sich stets vor dem Eingang zusätzliche Massnahmen zu treffen, wie dies in Bild 8 gezeigt wird.

Betreffs Überspannungsschutz an elektronisch sensiblen Eingängen empfiehlt sich auch der Elektronik-Minikurs Überspannungsschutz von empfindlichen Verstärkereingängen. Es geht dabei zwar um Opamps, jedoch das Prinzip ist das selbe. R2 in Bild 8 hat die selbe Bedeutung wie R3 hier zufällig ebenfalls in Bild 8.

Es sei noch vollständigkeitshalber darauf hingewiesen, dass die Massnahme in Bild 8 als Überspannungsspannungsschutz gegen eine starke elektrostatische Entladung, induziert z.B. durch eine indirekte Blitzentladung in der Nähe, nicht ausreicht!

Schmitt-Trigger: Wozu werden in Bild 8 für das NAND-Gate Schmitt-Trigger-Versionen z.B. CD4093, 74HC132 und 74HCT132 empfohlen? Vor allem beim Öffnen des Kontaktes ist die Flankensteilheit am Gate-Eingang, wegen der hohen Zeitkonstante von 10 ms, sehr niedrig. Aber auch beim Schliessen des Kontaktes mit 0.33 ms ist der Wert noch immer zu niedrig. Dies kann, wenn das Gate keine Schmitt-Trigger-Funktion aufweist, während des Schaltvorganges zu kurzzeitigen unkontrollierten Schwingungen am Ausgang des Gate kommen. Wenn die nachfolgende Schaltung ein einfaches RS-Flipflop ist, macht das keine Probleme, weil dieses Flipflop schliesslich nur einmal gesetzt oder einmal zurückgesetzt werden kann. Anders sieht es aus, wenn ein Toggle-Flipflop, ein Counter oder Schieberegister mit dem fernen Taster getaktet werden soll. Dann erzeugen die kurzzeitigen Schwingungen sogleich mehrfaches Takten und die Folge davon sind falsche digitale Werte. Bei solch digitalen Schaltkreisen darf man allerdings nicht vergessen, dass eine einfache Taster-Schaltung nicht genügt. Es wird eine prellfreie Tasterfunktion, z.B. eine solche wie Bild 3 zeigt, benötigt.



Pullup-, Pulldown-Widerstand und Batteriebetrieb

Eine CMOS-Schaltung braucht im Ruhezustand bekanntlich keine signifikante Leistung. Man braucht also nur dafür zu sorgen, dass eine CMOS-Schaltung keine Taktfrequenz erhält, und die Schaltung braucht nicht extra per Hauptschalter von der Batterie getrennt zu werden. Wie aber sieht es beim Gebrauch von Pullup- und Pulldown-Widerständen aus? Wenn der Kontakt im Auszustand gerantiert offen ist, gibt es kein Problem, denn wenn die CMOS-Schaltung unter Batteriespannung steht, fliesst kein Gatestrom. Bei geschlossenem Kontakt fliesst allerdings ein Strom durch den Pullup- oder Pulldown-Widerstand. Kann man den geschlossenen Kontakt nicht vermeiden, muss man dafür sorgen, dass der Pullup- oder Pulldown-Widerstand sehr hochohmig ist und man muss staubgeschützte Kontakte und Anschlüsse verwenden, damit der Widerstand zwischen den Kontakten um Grössenordnungen hochohmiger bleibt, als der Pullup- oder Pulldownwiderstand, wenn der Kontakt geöffnet ist.

Angenommen die CMOS-Schaltung wird aus einer 9V-Block-Batterie betrieben und man wählt einen Pullup- oder Pulldown-Widerstand von 1 M-Ohm, fliesst ein Strom von 9 µA bei geschlossenem Kontakt. Bei einer Batterie-Kapazität von 400 mAh (soviel hat etwa eine Alkali-Mangan-9V-Blockbatterie), beträgt die Lebensdauer der Batterie, wenn die Schaltung selbst nie in Betrieb ist, etwa 44'000 Stunden und das sind 5 Jahre. Dies ist in der Regel mehr als die Lagerfähigkeit einer solchen Batterie bei Raumtemperatur. Der Selbstentladedestrom der Batterie ist grösser. Ein Pullup- oder Pulldown-Widerstand von 1 M-Ohm wäre also sicher zumutbar, er dürfte allerdings auch halb so gross sein.



Elektrostatischer Einfluss auf ein offenes CMOS-Gate

Was passiert wenn ein TTL-Eingang offen ist? Nichts. Er ist auf logisch HIGH definiert. Einzig der Störabstand ist veringert, wenn am Eingang eine Leiterbahn oder eine Leitung angeschlossen ist. Was passiert aber wenn ein CMOS-Eingang offen ist? Viel!

Der Eingang ist extrem hochohmig. Ohne externe Einflüsse ergibt sich die Eingangsspannung aus den ebenso extrem hochohmigen Übergangswiderständen zwischen Anschlusspin und GND und Anschlusspin und +Ub. Liegt die Spannung beim halben Wert von +Ub kommt die CMOS-Schaltung in den leitenden Zustand, weil der N-Kanal- und der P-Kanal-MOSFET von der Endstufe gleichzeitig dauernd leiten. Der Strom liegt bei der CD4xxx-IC-Familie bei einigen Milliampere pro CMOS-Gatter. Es leuchtet natürlich ein, dass ein solch offener CMOS-Eingang den Betrieb der Schaltung massiv stört. Facit: Man muss immer ein Pulldown- oder ein Pullup-Widerstand einsetzen, der, wie wir jetzt wissen, unter bestimmten Voraussetzungen auch relativ hochohmig sein darf.

Ein offener CMOS-Eingang ist aber auch der Willkür freier elektrischer Felder ausgesetzt. Dazu kann man sich mit Bild 9 selbst ein eindrückliches aber einfaches Experiment aufbauen:

Wenn der Eingang des CMOS-NAND-Gatters auf LOW gesetzt ist, liegt sein Ausgang auf HIGH. Es fliesst ein Strom durch in die Basis des Transistors T der verstärkt wird. Daher fliesst ein Emitterstrom und die LED leuchtet. R begrenzt den LED-Strom. Nun lassen wir den Eingang offen, schliessen lediglich einen etwa 10 cm langen Draht an den Pin und sorgen dafür, dass er frei in der Luft liegt. Nun kämmen wir mit einem Kunstoffkamm unser Haar, das trocken sein muss, oder wir reiben einen Kunststoffstab, z.B. Plexiglas oder PVC, an einem trockenen Wolltuch. Wir führen den elektrostatisch geladenen Kamm oder Stab in die Nähe des freistehenden Drahtes. Eine Distanz von fünf bis zehn Zentimeter genügt. Nun bewegen wir den Kamm oder den Stab leicht hin- und her in Richtung des Drahtes und beobachten wie im selben Rythmus die LED aufleuchtet und erlischt. Bewegen wir den Kamm oder den Stab ganz langsam, können wir sogar die Helligkeit der LED etwas steuern. Dies braucht allerdings etwas Übung.

Für ein besonders wirksames Experiment im Schulzimmer kann man anstelle des bipolaren Kleintransistors T und einer LED einen Power-MOSFET verwenden und damit eine 12-Volt-Autobirne ansteuern. Man braucht dazu allerdings eine 12VDC-Spannungsquelle welche gut 4 Ampere liefert, z.B. ein kleiner Bleiakku.



Unbenutzte Logik-Eingänge

Pullup/Pulldown-Widerstände, ja oder nein: In einem Thread im ELKO-Forum wurde zum Thema unbenutzte CMOS-Eingänge am Beispiel eines MOS-Zählers diskutiert. Dies veranlasste mich diesen Elektronik-Minikurs mit diesem Thema abzurunden.

Es gilt generell für TTL und CMOS-ICs, dass unbenutzte Eingänge auf HIGH oder LOW geschaltet werden, je nachdem welchen Einfluss sie haben sollen. Teilbild 10.1 zeigt die Schaltung A mit zwei logischen Ausgängen, die mit einem NAND-Gate zu verknüpfen sind. Da nur ein unbenutztes NAND-Gate mit drei Eingängen zur Verfügung steht, muss der dritte unbenutzte Eingang so beschaltet sein, dass dieser die logische Verknüpfung des beiden A-Ausgänge nicht beeinflusst. Dies ist der Fall, wenn der dritte Eingang auf HIGH gesetzt ist. Im Fall von Teilbild 10.2 ist es gerade umgekehrt. Der dritte Eingang muss auf GND gesetzt sein, damit die NOR-Funktion mit nur zwei Eingängen unbeeinflusst bleibt.

Wie wir bereits wissen muss ein TTL-Eingang, der logisch HIGH entsprechen muss, nicht unbedingt mit HIGH verbunden sein. Trotzdem sollte man es tun wegen dem besseren Störabstand. Bei CMOS darf kein Eingang offen sein (Grund: siehe weiter oben). Warum sind keine Pullup- und Pulldown-Widerstände notwendig, wie dies die Teilbilder 10.3 und 10.4 zeigen? Ganz einfach, weder im Betriebszustand, noch in der Ein- und Ausschaltphase ist es möglich, dass die Eingangsspannung des unbenutzten Einganges negativer sein kann als GND und ebenso wenig positiver sein kann als +Ub. Es muss kein Strom in das Gate hinein begrenzt werden. Man beachte in den Datenblättern die sogenannten Worstcase-Daten. Da liest man in der Regel, dass die Eingangsspannung nicht positiver als +Ub plus 0.5 V und nicht negativer als GND minus 0.5 V sein darf. Dieses Problem kann hier gar nie eintreten.

Die Teilbilder 10.5 bis 10.8 zeigen die selbe Situation, wenn digitale CMOS-Schaltkreise symmetrisch mit ±Ub gspiesen werden. In diesem Fall gilt -Ub für den LOW-Pegel und nicht GND. Der GND-Pegel liegt in der Mitte von +Ub und -Ub, wenn +Ub und -Ub gleich gross sind. Diese Logiksituation kommt oft dann vor, wenn eine komplexe Schaltung aus analogen Schaltkreisen besteht, welche symmetrisch mit ±Ub gespiesen wird und von digitalen CMOS-Schaltkreisen gesteuert werden. Allerdings gibt es da auch Interfaceschaltkreise, welche GND-bezogene Logik-Eingänge und ausgangsseitig nicht potenzialbezogene analoge CMOS-Schalter enthalten, die in der Lage sind analoge Spannungen innerhalb der positiven und negativen Betriebsspannung zu schalten. Eine praktische Anwendung gibt es im Elektronik-Minikurs zum Thema SC-Tiefpassfilter-Einheit mit umschaltbaren Grenzfrequenzen. Man betrachte dazu Bild 5 im Kapitel "Umschaltbare fixe Grenzfrequenzen (Schema)". Da werden analoge aktive Tiefpassfilter, welche mit ±5 VDC gespiesen werden, von digital gesteuerten Analogschaltern (IC:B1,B2,B3,E1,E2,E3) von Logikpegeln mit 5V (HIGH) und GND-Pegel (LOW) umgeschaltet. Diese Analogswitches vom Typ DG202B enthalten die entsprechend notwendigen Interfacefunktionen. Siehe Blockschema Figure 1 und beachte den Block "Level Sift/Drive".



Openkollektor schaltet CMOS- oder TTL-Digital-IC

Quelle: Digi-Key: Sensor-Solutions

Diese Prinzipschaltung eines eigentlichen Lichtsensors mit Schaltausgang dient als Anschauungsmaterial zu diesem Kapitel. Der Lichtempfänger - im vorliegenden Fall ist es infrarot - erzeugt einen lichtabhängigen Strom. Dieser Strom (die Lichtstärke) wird durch eine Triggerschaltung in Main-Circuit ausgewertet. Oberhalb eines gewissen Pegels erhält der NPN-Transistor Basisstrom. Dies ermöglicht einen Kollektorstrom, ausgehend von einer positiven Betriebsspannung, der durch den Lastwiderstand RL (z.B. ein Relais) zum Kollektor des Transistor fliesst. Der leitende Transistor ermöglich den Stromfluss vom Kollektor zum Emitter nach GND. Uns interessiert zunächst die Pullup-, bzw. die Wired-OR-Funktion und betrachten Bild 11:

Es gibt verschiedene Sensorschaltungen mit Logik-Ausgängen, welche mit einem NPN-Transistor in Emitterschaltung mit offenem Kollektor ausgerüstet sind. Eine Openkollektor-Schaltung hat den Vorteil der sogenannten Wired-OR-Verknüpfung. Der Vorteil besteht darin, dass man sehr viele solcher Sensoren mit einer Wired-OR-Verknüpfung parallel mit einem einzigen Pullup-Widerstand (Rpu) schalten kann. Dies erspart eine Menge Logik-Gatter.

Teilbild 11.1 zeigt eine beliebige Anzahl von Lichtsensoren (SENSOR-1 bis SENSOR-n). Die Openkollektor-Ausgänge (Ua1 bis Uan) sind miteinander verbunden und mittels eines gemeinsamen Pullup-Widerstand Rpu mit einer positiven Spannung +Ub2 verbunden. +Ub2 kann dem Wert der Betriebsspannung +Ub1 entsprechen oder jeden andern Spannungswert zwischen etwa +1 VDC bis etwas weniger haben, als die maximal zulässige Kollektor-Emitter-Spannung des Openkollektor-Transistors des Sensors zulässt (Datenblatt). Wenn einer der Sensor-Transistoren einschaltet und Uax auf LOW (GND-Pegel) geht, geht Ua ebenfalls auf LOW und ein Alarm wird beispielsweise ausgelöst. Der HIGH-Pegel (kein Sensor ist aktiv) entspricht, an Ua unbelastet, der Spannung +Ub2.

Damit man diese Funktionsweise als wired-OR bezeichnen kann, gilt die negative Logik. In der positiven Logik kodiert der High-Pegel den Binärwert 1 (HIGH) und der Low-Pegel den Binärwert 0 (LOW). In negativer Logik stellt der High-Pegel die 0 (LOW) und der Low-Pegel die 1 (HIGH) dar. Genau das trifft hier in Teilbild 11.1 zu. Teilbild 11.2 zeigt ein AND-Gatter mit n Eingängen. In negativer Logik ist es ein OR-Gatter mit n Eingängen. Wenn auch nur ein Eingang auf LOW gesetzt wird, setzt Ua auf ebenfalls auf LOW. Nur dann wenn alle Eingänge auf HIGH sind, ist auch Ua auch HIGH. Teilbild 11.3 zeigt die selbe Funktionseigenschaft aufgeteilt in vier AND-Gatter im Sinne der positiven und als OR-Gatter im Sinne der negativen Logik. Teilbild 11.4 wiederholt das selbe als passive wired-OR-Schaltung mit n Eingängen und einem Pullup-Widerstand. Die Schalter sind die Transistoren in Teilbild 11.1. So erkennt man leicht, dass diese Schaltung den geringsten Aufwand aufweist. Zusätzliche Informationen im ELKO findet man im Digitaltechnik-Grundlagenkurs Logik-Pegel

Die selbe passive Methode wiederholt in Teilbild 12.1 ist allerdings mit einem Nachteil behaftet, wenn höhere Frequenzen im Spiel sind: Der Quellwiderstand an Ua ist beim HIGH-Pegel alleine durch den Pullup-Widerstand Rpu definiert. Ist ein Schalter (Transistor) eingeschaltet, definiert der sehr niederohmige Kontakt-Widerstand den Quellwiderstand an Ua. Daraus folgt, dass ansteigende Schaltflanken an Ua immer weniger steil sind, als die fallenden, denn aufgeladen wird die unvermeidliche parasitäre Kapazität Cpar (Leiterbahn, Kabel, etc.) an Ua immer langsamer, als sie entladen wird.

Betriebsspannung des Sensor höher als die der Steuerung: Dazu kommt noch, dass die Betriebsspannung der Steuerung von aussen nicht zugänglich ist, wie dies Bild 13 zeigt. In den beiden Teilbildern beträgt die Betriebsspannung des Sensors +12 VDC oder +24 VDC. Die Steuerung ist, wie es heute üblich ist, TTL-kompatibel, jedoch, weil meist in HCMOS-Technologie realisiert, sehr hochohmig, wenn noch kein Pullup- oder Pulldown-Widerstand implemetiert ist. Wir gehen davon aus, dass dies in Bild 13 der Fall ist. TTL-kompatibel bedeutet, dass der Eingang auf die definierten Logikpegel an TTL-Ausgängen angepasst ist. Das bedeutet nicht, dass man keine anern digitalen Signalquellen anschliessen darf. Sie müssen lediglich die Spannungswerte für logisch HIGH und LOW einhalten. Im vorliegenden Beispiel ist dies klar gegeben.

In Teilbild 13.1 gehen wir davon aus, dass +Ub nicht stabiliert ist, weil dies der Sensor auf Grund einer hohen Spannungstoleranz nicht benötigt. In diesem Fall muss die Spannung im Zustand des HIGH-Pegels am Eingang der Steuerung mittels einer Zenerdiode mit einer Zenerspannung von 4.7 V begrenzt werden. Eine Zenerdiode mit 5.1 V könnte schon etwas zu knapp werden, weil CMOS-Eingänge dürfen nur knapp eine höhere Spannung haben, als die Betriebsspannung (+5 VDC) beträgt. Damit eine Zenerdiode vernünftig arbeitet, muss der Z-Strom so gross sein, dass die Z-Spannung im Sättigungs- und nicht im Knickbereich von Strom und Spannung liegt. Für kleine 500mW-Zenerdioden liegt dieser Strom im unteren mA-Bereich. Bei 5 mA beträgt die Verlustleistung bei einer Z-Spannung von 5 V nur gerade 25 mW. Wenn +Ub = 24 VDC, dann beträgt die Verlustleistung in R1 120 mW, wenn der Transistor des Sensor eingeschaltet ist. Bei offenem Transistor ist es weniger. Es genügt ein kleiner 1/4-Watt-Widerstand für R1 im Wert von 3k9 (+Ub = 24 VDC) oder 1k5 (+Ub = 12 VDC). Wer mehr u.a. über Zenerdioden erfahren möchte, lese bitte im Elektronik-Minikurs Z-Diode-Erweiterungskurs und die Bandgap-Referenz.

Die Schaltung in Teilbild 13.2 zeigt eine stabilisierte/geregelte Betriebsspannung von +Ub = 12 VDC oder +Ub = 24 VDC. In diesem Fall ist eine Zenerdiode nicht zwingend. Ein Spannungsteiler aus R1 und R2 genügt. Da in beiden Schaltungen ein Querstrom von 5 mA definiert ist, gelten für R1 die selben Werte für beide Teilbilder. In beiden Schaltungen liegen beide HIGH-Pegel knapp unterhalb der Betriebsspannung für die Steuerung von +5 VDC. Diese Dimensionierung ist nur ein Beispiel. Es kommt immer auch noch darauf an, was das Datenblatt der Steuerung über die maximale Eingangsspannung und über den Eingangswiderstand aussagt.

Vielleicht ein Problem beim Einschalten der Steuerung!: Wenn die Spannung am Eingang der Steuerung um mehr als 0.5 V grösser ist als die Betriebsspannung und der Eingang ist IC-intern ungenügend oder gar nicht geschützt, kann es zu einem Latchup-Effekt kommen, der zur Zerstörung der Eingangsbeschaltung der Steuerung führt. Falls die Steuerung aus einem einzigen Chip besteht, ist alles defekt. Dies kann dann z.B. passieren, wenn der Sensor-Transistor offen ist und eine Spannung am Kollektor anliegt, die einen Stromfluss zum Eingang der Steuerung ermöglicht und in diesem Zustand die Spannungsversorgung der Steuerung eingeschaltet wird. Ein Latchup-Effekt lässt sich allerdings mit einem Vorwiderstand Rv in Serie zum Eingang der Steuerung vermeiden. Der Strom in den Eingang muss dabei derart reduziert sein, so dass es in der CMOS-Eingangsstufe sicher keinen Latchup-Effekt auslösen kann. Falls dieser Eingang jedoch einen Überspannungsschutz zum Zweck enthält den Latchup-Effekt zu vermeiden, ist Rv (etwa im 10k-Ohm-Bereich) verzichtbar, ausser es wird, wie bei der HCMOS-Digital-IC-Familie einen maximalen Eingangsstrom angegeben, der nicht überschritten werden darf. In diesem Fall muss man sicher stellen, dass +Ub und R1 diesen Worstcase-Strom nie überschreiten kann. Ist das ohne Rv nicht gewährleistet, muss man diesen einfügen.

Dieser Stromfluss kommt zustande, wenn die Eingangsspannung um den Betrag einer Dioden-Schwellenspannung von etwa 0.7 V grösser ist als die Betriebsspannung (diese kann 0 VDC haben!). Ein zu hoher Strom kann dabei eine integrierte Schutzschaltung beschädigen oder wenn so eine nicht vorhanden oder vorhanden und schlecht dimensioniert ist, einen Latchup-Effekt auslösen. Mehr dazu liest man im Kapitel "Der Latchup-Effekt" im Elektronik-Minikurs Der analoge Schalter II und im letzten Kapitel hier gibt es noch zwei spezielle Links.

Kritik am Titelbild zu diesem Kapitel: Dieses kleine Titelbild zeigt gleich zwei Möglichkeiten der Relaissteuerung. Die Steuerung arbeitet nichtinvertierend, wenn das Relais (Load-1) im Kollektorkreis des internen Transistors angeschlossen ist. Im aktiven Zustand (Light = ON) des Sensors ist das Relais angezogen. Im Zustand der invertierenden Funktion, liegt das Relais (Load-2) parallel zu Kollektor und Emitter des NPN-Transistors. Das Relais zieht an im passiven Zustand des Sensors. Der Transistor ist offen. Von der Betriebsspannung durch den Widerstand RL und durch das Relais (Load-2) fliesst der Strom nach GND und das Relais zieht an. Nachteilig an dieser Schaltung ist, dass die Nennspannung der Relaisspule (Load-2) einen niedrigeren Wert als die Betriebsspannung der Schaltung haben muss, weil die Relaisspule nur eine Teilspannung von ihr erhält. RL und Relaispule arbeiten jetzt als Spannungsteiler. Im ausgeschalteten Zustand des Relais (Transistor leitend) muss die gesamte Betriebsspannung über RL liegen und das bedeutet unnötig hohe Verlustleistung im ausgeschalteten Zustand des Relais. Dies kann dann zu Problemen führen, wenn ein leistungsstarkes Relais mit relativ hoher Spulenleistung zum Einsatz kommt.

Dieses Problem wird in den Teilbildern 15.1 und 15.2 getrennt dargestellt, um es deutlicher hervorzuheben. An Stelle von RL steht Rv für Vorwiderstand. Gerade bei einer relativ hohen Betriebsspannung (24 VDC) muss Rv dann viel Leistung verkraften, wenn das Relais ausgeschaltet ist und so der ganze Strom via Kollektor-Emitter nach GND fliesst. Teilbild 15.3: Will man diesen Murks nicht, geht das ganz einfach mit dem zusätzlichen NPN-Transistor T der das Schalten des Relais übernimmt. Auf diese Weise muss Rv (hier nur als R bezeichnet) wegen der Stromverstärkung von T nur eine sehr geringe Leistung verkraften. Die Freilauf-Dioden in den Teilbildern 15.1 und 15.2 zum Schutz des internen Transistors sind für den Einsatz eines beliebigen Sensors gezeichnet, welche keine internen Schutzmassnahmen aufweisen.

Betreffs Thema "Schalten mit Transistoren" am Beispiel eines Schaltmoduls, das der genannte Sensor übrigens auch ist, empfehle ich den Elektronik-Minikurs Schalten und Steuern mit Transistoren I.



Zum Schluss: Was ist die Schottky-Diode und was ist ein Latchup-Effekt?

Über Schottky-Dioden liest man etwas in:

Über Latchup-Effekte liest man etwas in:

Der Latchup-Effekt ist auch kurz und informativ in der 11. Auflage (9. Auflage) des Buches HALBLEITERSCHALTUNGSTECHNIK von Tietze/Schenk auf Seite 644 (Seite 215) beschrieben.