Positive und negative
Zusatzspannung
aus Gleichspannung

Inhaltsverzeichnis

1. Einleitung (u.v.a. "Second Breakdown")

Es gibt Gründe, dass man für einen Teil einer Schaltung eine zusätzliche positive oder negative Spannung mit nur geringem Strom benötigt. In diesem Fall wäre es oft mit Kanonen auf Spatzen geschossen, würde man zur Erzeugung dieser zusätzlichen Spannung das Netzteil miteinbeziehen, das zur Hauptsache oft dem Zweck dient eine grosse Leistung zu erzeugen. Vor allem dann, wenn aus Gründen eines hohen Wirkungsgrades ein Schaltnetzteil im Einsatz ist, stehen sowieso nur Gleichspannungen (DC-Spannungen) zur Verfügung. Also geht es darum, dass man aus einer solchen DC-Spannung eine höhere oder eine negative DC-Spannung transformiert. Aber halt, was soll denn das? Seit wann kann man denn DC-Spannungen transformieren?

Richtig, das geht nicht und das wusste schon damals in der Pionierzeit der Elektrotechnik der Erfinder Thomas Alva Edison, als er im berüchtigten Stromkrieg aussichtslos und fanatisch seinen Gleichstrom gegen den zukunftsweisenden Wechselstrom von Nikola Tesla veteidigte. Jedes Mittel war Edison recht. Er schreckte vor keiner Scheusslichkeit zurück. Er lies mit Wechselstrom grausam unschuldige Tiere und einen zum Tod verurteilten Menschen töten. Der erste Mensch auf dem elektrischen Stuhl! Hier ein weiterer Beitrag zum Kapitel Elektronik-Geschichte (siehe Index-Seite) zu diesem Thema und darüber hinaus, was Nikola Tesla damals vor mehr als 100 Jahren fundamental und praktisch für die Zukunft der Elektrotechnik geleistet hat:

Der Stromkrieg zwischen Edison und Tesla
Edisons mörderischer Plan!

Nach dieser beabsichtigten kurzen Ausschweifung, zurück zu diesem Elektronik-Minikurs. Worum geht es und was lernt man? Wie schon im ersten Elektronik-Minikurs (1) dieser Art, wird gezeigt, wie man mit einem Rechteckgenerator und wenigen Bauteilen eine höhere Spannung als die Betriebsspannung mit geringer Leistung erzeugen kann. Zur Stabilisierung kommen hier anstelle von Z-Dioden (siehe:1) Spannungsregler (LM317L und LM337L) zum Einsatz. Es geht hier aber noch um mehr. Man lernt wie man mit der selben Verdopplermethode eine "künstliche" negative Spannung, für eine ebenfalls geringe Leistung, erzeugen kann und es folgt darauf eine Spannungsverdopplung für negative Spannungen. Anstelle des CMOS-Timerbausteins LMC555, wie in (1), kommt hier ein IC der digitalen CMOS-Familie MC14xxxB (Motorola) bzw. CD4xxxB (National-Semiconductor) zum Einsatz. Es ist der MC14584B, bzw. CD4584B. B steht für Buffered und betrifft den integrierten Ausgang. Beide ICs enthalten sechs Schmitt-Trigger-Inverter, sie sind pinkompatibel und elektronisch identisch.

In diesem Elektronik-Minikurs wird auch der Sinn der Anwendung von sogenannten Abblockkondensatoren, die man auch als Stützkondensatoren bezeichnet, erläutert. Für den Azubi lohnt es sich dieses Kapitel genau zu lesen, weil dieser Inhalt hat längst nicht nur mit dem Thema dieses Elektronik-Minikurses zu tun.

Wie man die Ladekondensatoren bezüglich Rippelspannung und Belastung berechnet, muss man im ersten Elektronik-Minikurs (1) dieser Art nachlesen.

In diesem Elektronik-Minikurs wird auch gezeigt, dass man zur Leistungserhöhung von CMOS-Ausgängen, CMOS-Bauteile parallelschalten darf, was bei Bauteilen mit bipolaren Transistoren an den Ausgängen, wegen dem sogenannten "Zweiten Durchbruch", auf englisch "Second Breakdown" genannt, nicht möglich ist.

Zum Schluss wird noch ein kaum bekannter Zweiphasen-Spannungsvervielfacher vorgestellt, von dem ich bloss Kenntnis habe, weil ich an einem Vortrag davon mitbekommen habe. Diese Idee faszinierte mich, weil sie nur halb so viele Dioden benötigt als die bekannte Villardschaltung. Ich habe diese Schaltung auf einem Testboard aufgebaut, ein wenig Versuche angestellt und grob ausgemessen. Ich stelle diese Schaltung und die Resultate hier zur Verfügung. Vielleicht regt diese Idee den einen oder andern Leser an, weitere Ideen zu dieser Idee zu entwickeln. Der langen Rede kurzer Sinn, der Elektronik-Minikurs beginnt! :-)

2. Verdoppler und Vervielfacher (Villardschaltung)

In vielen Lehrbüchern über Elektrotechnik wird nicht nur erklärt wie die Gleichrichter-Kondensator-Schaltung in Form des Einweg-, Mittelpunkt- und Brückengleichrichters funktioniert, es ist oft ebenso selbstverständlich, dass erklärt wird wie der Spannungsverdoppler und Spannungsvervielfacher, die sogenannte Villard-Schaltung, arbeitet. Selbstverständlich setzt dies immer eine Wechselspannung voraus, wie dies Bild 2 mit einem Netztrafo illustriert.

Man vergleiche zunächst den Spannungsverdoppler (Teilbild 2.1) mit der ersten Stufe des Spannungsvervielfachers (Teilbild 2.2), ebenfalls aus D1, D2, C1 und C2, so stellt man fest, dass es keinen Unterschied gibt. Siehe kleiner Pfeil. Beide Schaltungen sind identisch. Beide Teile erzeugen, abzüglich der doppelten Diodenfluss-Spannung, die doppelte gleichgerichtete Spitzenwertspannung aus der sekundären effektiven AC-Spannung Uac. C2 glättet diese Spitzenwertspannung zu einer rippelfreien DC-Spannung Udc, sofern diese nicht belastet ist.

Die Einheit des Spannungsverdopplers kann man zu einem Spannungsvervielfacher, bis zu sehr hohen Spannungen, erweitern. Gleichgültig wie lange die Vervielfacherkette ist, die Spannung über den Kondensatoren ist immer gleich gross. Es ist allerdings zu bedenken, dass die Summenkapazität durch eine grosse Serieschaltung drastisch abnimmt und die Glättungseigenschaft durch die Belastung ebenso drastisch verschlechtert wird. Dazu kommt, dass pro Verdopplerstufe, zwei Diodenfluss-Spannungen Ud abfallen, was bei niedriger AC-Spannung Uac, auch bei Verwendung von Shottky-Dioden, zu Buche schlägt. Spannungsvervielfacher eignen sich daher nur dort wo wenig bis sehr wenig Strom benötigt wird. Es gibt allerdings auch eine einfache und elegante Methode, wie man dies erreichen kann, wenn keine AC-Spannung zur Verfügung steht. Mehr dazu im folgenden Kapitel.

3. Spannungsverdoppler mit CD4584B / MC14584B

Die Spannungsverdopplung in Bild 3 bedient sich der intergrierten CMOS-Schaltung MC14584B von ON-Semiconductor (früher Motorola) oder CD4584B von National-Semiconductor. Dieses IC besteht aus sechs Schmitt-Trigger-Invertern. Man konsultiere dazu das Datenblatt, erhältlich z.B. durch Datasheetcatalog.com. Die Gleichrichterdioden BAT49 (D1, D2), welche ab Bild 3 zum Einsatz kommen, sind kleine Schottky-Dioden, welche anstelle von Siliziumdioden mit einer Schwellenspannung von etwa 0.7 V nur etwa 0.25 V haben, was den Wirkungsgrad der Schaltung und die maximale Höhe der Ausgangsspannung verbessert.

Diese CMOS-Logik-Familien darf man in einem Betriebsspannungsbereich zwischen +3 VDC und +15 VDC einsetzen. Die Worst-Case-Betriebsspannung beträgt +18 VDC. Wenn man Wert auf eine lange Lebensdauer legt, empfiehlt es sich diesen maximalen Spannunsgwert nicht anzustreben. Selbst wenn diese noch nicht erreicht ist, wird die statistische Lebensdauer bereits reduziert. Am besten eignen sich Spannungswerte um +12 VDC, weil geringe Betriebsspannung von z.B. +5 VDC reduziert die Drain-Source-Widerstände der MOSFET-Ausgangsstufen signifikant und gerade dies wirkt sich im Wirkungsgrad einer Spannungsverdoppler- oder sogar Spannungsvervielfacherschaltung besonders negativ aus. Die vorliegende Schaltung wurde für eine Anwendung mit einer Betriebsspannung von +12 VDC realisiert und eingesetzt. Sie war Teil eines analogen Messsystems, das mit ±12 VDC betrieben worden ist.

Wir kommen zu den beiden Schaltungen in Bild 3. Beiden gemeinsam ist der Rechteckgenerator, der einen der sechs Schmitt-Trigger-Inverter benötigt. Wie man die frequenzbestimmenden Bauteile R1 und C2 zur Erzeugung der Frequenz dimensioniert, entnehme man dem Datenblatt. Die übrigen fünf Inverter werden ein- und ausgangsseitig parallelgeschaltet um die Ausgangsleistung zu verfünfachen. Mit dieser Massnahme werden die Drain-Source-Widerstände der MOSFETs der Inverter-Ausgangsstufen auf 1/5 reduziert. Das einzige was die beiden Teilbilder 3.1 und 3.2 voneinander unterscheidet, ist die Beschaltung von C4. In 3.1 liegt die Kathode auf Ub und in 3.2 auf GND. Vorausgesetzt die Eingangsspannung Ub ist gegen GND mit einer Kapazität Cx abgeblockt, die wesentlich grösser sein sollte als C4, wirkt auf den Ausgang Ub1 in beiden Schaltungen der selbe Kapazitätsbetrag von C4. Der einzige Unterschied ist der, dass C4 in Teilbild 3.2 die volle Leerlaufspannung von Ub1 aushalten muss, während C4 in 3.1 nur die von Ub1 minus Ub, und das entspricht dem Wert von Ub, ertragen muss.

Wir überlegen uns am Beispiel von Teilbild 3.1, wie es zur Spannungsverdopplung kommt. Wenn der Ausgang des Inverterblocks auf Low-Pegel ist, wird C3 aus der Eingangs-/Betriebsspannung Ub über D1 aufgeladen. Dies geschieht relativ schnell, weil die Quelle Ub und D1 (leitend) sehr niederohmig sind, jedoch der Quellwiderstand des Inverterblocks mittelohmig ist.

Abblock-Kondensator: Wie bereits angedeutet, wird vorausgesetzt, dass Ub, im Verhältnis zu C3 und C4, mit einer wesentlich höheren Kapazität mittels eines Elko Cx abgeblockt werden muss, damit der Ladevorgang von C3 nicht mit einem temporären Ub-Spannungseinbruch begleitet wird. Dies ist vor allem dann nötig, wenn die Schaltung batteriegespiesen ist. Unkritisch ist es, wenn Ub mit einem stabilisierten Netzteil, was auch in der Regel der Fall ist, erzeugt wird. Ist die Ub-Quelle zu hochohmig, oder besser gesagt im nieder- bis mittelfrequenten Bereich zu hochimpedant, würde dies die Funktion des Generators stören und es gäbe unter Belastung an Ub1 einen unnötig hohen Spannungsabfall. Diese Kapazität ist mit Cx angedeutet und soll zeigen, dass dieses Bauteil keineswegs Teil dieser Schaltung sein muss. Es kann sich um einen Elko handeln, der eine ganze Leiterplatte, wo diese Verdopplerschaltung nur gerade Teil einer grösseren Gesamtschaltung ist, abblockt. Unter Abblocken wird verstanden, dass die Kapazität des Elko dafür sorgt, dass bei mittelfrequenten transienten Strombelastungen der Elko kurzzeitig die Stromversorgung übernimmt. Man kann ihn auch als Stützkondensator bezeichnen. Eine Kapazität von 100 µF ist dabei durchaus typisch und sinnvoll, wenn das Netzteil nicht auf der selben Leiterplatte ist und selbst an seinem Ausgang einen Elko mit einer Kapazität dieser Grössenordnung hat.

Der Abblockkondensator C1 hingegen ist Teil in beiden Verdopplerschaltungen in Bild 3 und dient dem selben Zweck, jedoch bei wesentlich hochfrequenteren stromtransienten Vorgängen. C1 dient nicht als temporärer Stromlieferant beim Laden der Elkos C3 und C4. C1 dient als sehr kurzzeitiger Stromlieferant bei den steilen Flanken der MOSFET-Ausgangsstufen der Inverter. Während der Dauer dieser Flanke im 100-ns-Bereich sind beide MOSFETs der Inverter-Ausgangsstufe leitend und wenn dafür ein induktionsarmer Stützkondensator in der Nähe des ICs nicht zur Verfügung steht, kann der Generator u.U. nicht einwandfrei arbeiten, weil bei diesem hochfrequenten transienten Vorgang die Ub-Leitung eine eventuell zu hohe parasitäre Induktivität besitzt. Dies hätte zur Folge, dass im Rythmus der Frequenz des Generators, während der Dauer der Flanke, die Betriebsspannung empfindlich zusammenbricht. Dies hätte eine Instabilität der ganzen Schaltung zur Folge.

Wenn der Ausgang des Inverterblocks von Low- auf den Highpegel schaltet, dann sperrt D1. D2 leitet, weil dieser Highpegel die Hälfte der Ladung in C3 über D2 nach C4 verschiebt. Sie teilen sich die Ladung und bei gleichen Kapazitäten heisst dies, dass die Spannung über C3 und C4 gleich hoch ist. Schaltet der Inverterblock wieder auf Low, wird C3 durch D1 erneut aufgeladen. Beim erneuten Umschalten auf High, findet zwischen C3 und C4 erneut ein Ladungs-, bzw. Spannungsausgleich statt. Jetzt mit einer Spannung von je 75 % der Spannung von Ub. Dies ist eine Vereinfachung, denn in Wirklichkeit ist die Spannung über C4 um zwei Diodenfluss-Spannungen niedriger und wenn die Periode der Frequenz der Rechteckspannung niedriger ist als etwa der fünffache Wert der Zeitkonstante aus dem Quellwiderstand des Inverterblocks und C3 bzw. C4, gibt es auch einen Spannungsabfall über den MOSFETs der Endstufen der Inverter. Es ist also alles etwas komplizierter, aber das braucht uns im Detail nicht zu kümmern. Es dauert einfach etliche Taktphasen bis die Spannung über C4 die Spannung von Ub (Teilbild 3.1), abzüglich der Durchfluss-Spannungen von D1 und D2, praktisch angenähert hat. Wenn Ub1 belastet wird, fällt durch den Ausgangswiderstand des Inverterblocks eine Spannung ab, die den Wirkungsgrad der Schaltung mindert. Eine Verdopplung der Spannung an Ub1 kommt zustande, weil sich die Spannung über C4 mit Ub addiert (Teilbild 3.1).

Worin der Unterschied zwischen den beiden Teilbildern besteht, ist weiter oben bereits erklärt, in dem C4 in Teilbild 3.2 doppelt soviel Spannung aushalten muss, wie C3. Wie aber kommt in Teilbild 3.2 die fast doppelte Spannung zustande? Wenn der Inverterblock Lowpegel liefert, wird genauso wie in Teilbild 3.1 C3 von Ub über D1 geladen, aber ebenso wird C4 von Ub über D1 und D2 geladen. Bei Highpegel wird die Hälfte der Ladung von C3 nach C4 verschoben. Beim folgenden Lowpegel wird C3 erneut von Ub geladen und beim nächsten Highpegel gibts einen erneuten Ladungsausgleich zwischen C3 und C4. So schaukelt sich die Spannung über C4 hoch, wobei stets (der Anfangswert) Ub hinzuaddiert werden muss. In beiden Schaltbildern wird pro Taktperiode stets zuerst Ladung von Ub (Cx) nach C3 und danach von C3 nach C4 gepumpt. Dieses Funktionsprinzip nennt man daher auch das Prinzip der Ladungspumpe.

Teilbild 4.1 wiederholt Teilbild 3.1. Das Diagramm 4.2 illustriert in drei Bildern die Spannungen am Ausgang des Inverterblocks (Punkt 1), an Punkt 2 und an Ub1. Ausgang Ub1 ist dabei nur sehr gering belastet, so dass sich gerade die Diodenfluss-Spannungen bemerkbar machen. Punkt 1 zeigt die Rechteckspannung zwischen Ub und GND und Punkt 2 dieselbe Rechteckspannung mit Ub addiert und minus einer Diodenfluss-Spannung subtrahiert. Deshalb liegt hier der Lowpegel der Rechteckspannung um eine Durchfluss-Spannung unterhalb von Ub. Nach einem ausreichlichen Ladungsverschiebungtransfer von C3 über D2 nach C4, folgt an Ub1 eine geglättete doppelt so hohe Spannung als Ub, jedoch um eine zusätzliche Diodenfluss-Spannung, die von D2, reduziert. Siehe dazu das unterste Bild des Diagrammes 4.2.

4. Mehr Power mit noch mehr Inverterblöcken

Das Parallelschalten von Invertern erhöht der Wirkungsgrad durch Reduktion des Ausgangswiderstandes. Man kann an Ub1 entsprechend mehr Strom ziehen bis die Spannung markannt zusammenbricht. Die maximale Belastung eines einzigen IC beträgt 700 mW. Es empfiehlt sich diesen Grenzwert zum Wohle der Langlebigkeit nicht anzustreben. Ein halbes Watt ist genug. Der Ruhestrom ist pro IC mit maximal 4 µA bei einer Betriebsspannung von 15 VDC und einer Gehäusetemperatur von 25 Grad Celsius angegeben. Dieser niedrige Strom trifft natürlich nur dann zu, wenn die Eingänge aller Inverter einen definierten logischen Zustand haben. Die Ausgänge haben dann immer einen definierten logischen Zustand. Befindet sich der Pegel an einem Eingang im Bereich der halben Betriebsspannung, ist der Stromkonsum dieses Inverters grösser, je nach Betriebsspannung irgendwo im mA-Bereich. Dies trifft ebenso auf den Inverter zu der als Rechteckgenerator arbeitet, weil sein Eingang stets innerhalb der Hysterese mit einem Quasi-Dreiecksignal arbeitet, also dessen mittlere Spannung bei der halben Betriebsspannung liegt. Das Datenblatt des CD4584B (identisch mit CD40106B) illustriert dies im Kapitel Typical Applications.

Hinzu kommt, wenn man eine unnötig hohe Frequenz dimensioniert, steigt der Strom, bzw. die Verlustleistung zusätzlich, weil dann das Tastverhältnis relativ niedrig ist. Das Tastverhältnis ist das Verhältnis des sehr kurzen Stromimpulses, während der Dauer der Flanke, zur Periode des Rechtecksignales. Der Strom bzw. die Verlustleistung die dadurch zustande kommt, betrifft alle parallel geschalteten Inverter, weil schliesslich alle synchron rauf- und runterschalten. Im Datenblättern ist angegeben, wie man diesen Strom berechnet. In der Praxis genügt es aber zu wissen, dass eine Frequenz um die 100 kHz ideal ist. Der Strom bzw. die Verlustleistung wird unbelastet noch nicht signifikant erhöht und die Frequenz ist hoch genug, um nach der Gleichrichtung mit kleinen Kapazitäten der Ladekondensatoren geringe Rippelspannungen zu erhalten. Diese Überlegungen gelten z.B. für die Schaltungen, wie sie in den Bildern 4 und 5 gezeigt werden.

Wenn die Leistung am Ausgang von Ub1 gemäss den Schaltungen in Bild 4 nicht ausreicht, darf man ohne Einschränkung auch mehrere der selben ICs parallelschalten, wie dies Bild 5 illustriert. Es dürfen auch mehr als die gezeichneten drei ICs sein. Das IC ist sehr billig. Es sei an dieser Stelle noch daraufhingewiesen, wenn eine Distributorfirma nur die National- und keine ON-Semiconductor-Produkte verkauft, ist es anstelle des CD4584B oft nur der CD40106B, welcher angeboten wird. Man muss also nach beiden Produkten Ausschau halten! Beide ICs sind identisch. Es gilt ein Datenblatt für CD4584B und CD40106B.

Schaltet man viele dieser ICs parallel, muss man u.U. für C3 und C4 etwas höhere Werte wählen, damit die Rippelspannung bei höherem Strom niedrig genug bleibt. Es kommt ganz auf die Anwendung an. Die Rippelspannung beträgt in den Schaltungen mit nur einem IC (Bild 4), bei einem Strom von 10 mA am Ausgang Ub1 etwa 40 mVpp (gemessener Wert). Ob dies mit dem Einsatz von nachgeschalteten Spannungsreglern viel oder wenig ist, werden wir im Kapitel Wenig "Geräusch" und sehr stabil noch kennen lernen.

Mit Bild 6 stellen wir uns die Frage, ob man denn überhaupt die einzelnen Inverter, ja sogar ganze Inverterblöcke, parallel schalten darf. Man darf, weil die einzelnen Inverter aus MOSFETs und nicht aus bipolaren Transistoren bestehen. Bipolare Transistoren darf man nicht so einfach ohne Stromgegenkopplungsmassnahmen parallelschalten, weil derjenige Transistor, der auf Grund von Exemplarstreuungen, etwas mehr Strom zieht und Leistung verbraucht, erwärmt sich auch etwas mehr als die anderen. Dies reduziert seine Basis-Emitter-Schwellenspannung, dadurch steigt erneut Strom, Leistung und Erwärmung. Mit dieser lokalen Strom- und Leistungszunahme würden die bipolaren Transistoren der andern Inverter entlastet, wodurch die Belastung des einen Inverters weiter ansteigen würde. Wir haben eine positive thermische Rückkopplung die instabil ist. Ein Teufelskreis, bis der leistungsdominierende Inverter sich in die ewigen Elektronenjagdgründe verabschiedet. Der selbe Effekt entsteht auch innerhalb der Chipfläche eines einzelnen bipolaren Transistors. Es kommt auf der Chipfläche zur lokalen Strom-, Leistungs- und Temperaturzunahme und der Transistor geht schnell kaputt. Darum gibt es im Temperaturleistungsdiagramm von bipolaren Transistoren zwei Steilheiten. Diejenige welche mit dem soeben erwähnten Effekt zu tun hat, nennt man den "Zweiten Durchbruch", auf englisch "Second Breakdown".

Bei MOSFETs ist das exakt umgekehrt. Bei Erwärmung sinkt der Strom und die Leistung dort, wo es gerade etwas wärmer ist, weil der Drain-Source-Widerstand zunimmt. Dadurch verteilt sich der Strom und die Leistung auf die gesamte beteilgte MOSFET-Halbleiterfläche, gleichgültig ob es ein einzelner Transistor ist oder ob viele parallelgeschaltet im Einsatz sind. Wir haben es hier mit einer thermischen Gegenkopplung zu tun und diese ist selbststabilisierend.

5. Wenig "Geräusch" und sehr stabil

In Bild 7 kommen wir wieder zurück auf die Verdopplerschaltung in Teilbild 3.1. Die Schaltung in Bild 7 unterscheidet sich einzig in einem zusätzlichen passiven Tiefpassilter zweiter Ordnung, bestehend aus der Induktivität L und dem Elko C5. Solche Induktivitäten, die ähnlich aussehen wie ein 1/2-Watt-Widerstand aber auch in SMD erhältlich ist, bekommt man bei bekannten Elektronik-Distributoren wie z.B. bei Farnell. Es müssen nicht exakt 56 µH sein. Der induktive Widerstand sollte aber niedrig so sein, damit der DC-Spannungsabfall über L ebenfalls niedrig ist. Bei 3 Ohm und einem Strom von 30 mA sind es gerade 90 mV, was kaum in's Gewicht fällt. Benutzt man jedoch ganze Inverterblöcke mit entsprechend höherem maximalen Ausgangsstrom, muss man u.U. eine Induktivität mit geringeren ohmschen Verlusten wählen.

Die Tabelle in Bild 7 zeigt in der dritten und vierten Spalte, wie gross die Rippel- und Rauschspannung UNOISE in Funktion des Stromes Ib1 ist. Es sind gemessene True-RMS-Werte (Werte des quadtratischen Mittelwertes). Es wird dabei zwischen einer Frequenzbandbreite von 20 kHz (Audiobereich) und 100 kHz unterschieden. Da bei höherem Strom Ib1 (Spalte 1) die Störspannung bei 100 kHz sich wesentlich mehr von dem bei 20 kHz unterscheidet als bei niederigerem Strom, erkennt man, dass beim höheren Strom mehr die Rippel- als die Rauschspannung zu Buche schlägt. Spalte 5 zeigt die Ausgangsspannung Ub1 als Funktion des Stromes Ib1 und in diesem Zusammengang stehen Spalte 2 mit dem Eingangsstrom Ib und Spalte 6 mit dem Wirkungsgrad.

In Zeile 7 beträgt der Eingangsstrom Ib 86 mA (Spalte 2), was bei einer Beiriebsspannung Ub von 12 VDC 1.03 W ergibt. Der Wirkungsgrad beträgt 68% (Spalte 6). Dies ergibt im IC einen Verlustwiderstand von weniger als 0.33 W, weil ein kleiner Teil fällt auf die beiden Dioden D1 und D2 (etwa 30 mW) und auf die Induktivität (etwa 5 mW) ab. Es fällt somit über das IC weniger als Hälfte der Worst-Case-Leistung gemäss Datenblatt ab, sofern das IC im DIL-Gehäuse eingesetzt wird.

Bild 8 zeigt die selbe Schaltung von Bild 7 noch einmal, jedoch erweitert mit einer elektronischen Spannungsregelung mit dem kleinen Bruder des traditionsreichen LM317, dem LM317L oder LM317LZ im kleinen TO92-Gehäuse. Die kleine Tabelle zeigt wie hoch die maximale geregelte Ausgangsspanung Ub1 sein kann unter der Berücksichtigung der minimalen Dropoutspannung des Spannungsregelers, damit dieser noch einwandfrei regelt. Die Formel zur Dimensionierung der Ausgangsspannung Ub1 stammt aus dem Datenbuch und zeigt wie R2 und R3 berechnet werden müssen. R2 sollte einen Wert von etwa 270 oder 330 Ohm haben. C6 dient der zusätzlichen Dämpfung der Störspannungen. C6 bedingt für den Kurzschlussfall an Ub1 oder am Eingang des LM317LZ die Diode D4, damit sich C6 nicht über den Anschluss ADJ entladen kann. D3 schützt den LM317LZ vor Stromrückfluss, der ebenfalls seine Zerstörung zur Folge haben kann. Dieser Fall tritt dann ein, wenn an Ub1 eine Schaltung mit relativ hoher kapazitiver Belastung (z.B. viele Abblock-Kondensatoren) wirkt und der Spannungsverdoppler abgeschaltet wird.

Jetzt noch ein paar Worte zur Störspannungsdämpfung des Spannungsreglers. Die Datenblätter des LM317(LZ) und des LM337(LZ) (für negative Ausgangsspannungen) enthalten je das Diagramm "Ripple Rejection". Dieses zeigt die zusätzliche Dämpfung der Rippelspannung durch C6 und dessen Abhängigkeit von der Frequenz der Rippelspannung. Beim LM317 ist diese Frequenzabhängigkeit weniger ausgeprägt als beim LM337. In beiden Fällen gilt jedoch, dass bei einer Rippelfrequenz um die 100 kHz die Dämpfung nicht mehr so gut ist. Dies ist darauf zurückzuführen, dass die innere Leerlaufverstärkung des Regelkreises bei dieser hohen Frequenz längst nicht mehr so hoch ist, wie bei einer Rippelfrequenz von 100 Hz aus einer Brückengleichgleichterschaltung an einem am 230-VAC-Netz betriebenem Netztrafo. Darum ist es notwendig, dass schon am Eingang des Spannungsreglers für eine rippelarme Spannung gesorgt wird und dies tut das passive L-C5-Tiefpassfilter.

6. Negative Spannung mit Spannungsverdoppler

Wir kommen mit diesem Kapitel zu den letzten beiden Schaltungen dieser Art, jedoch mit negativen geregelten Ausgangsspannungen. Die erste Schaltung in Bild 9 zeigt, wie mit wenig Änderungen eine einfache negative Spannung und in Bild 10 eine doppelte negative Spannung erzeugt werden kann.

Die Schaltung in Bild 9 ist komplementär zur Schaltung in Bild 8. Es sind ganz einfach alle Vorzeichen umgepolt. Dies betrifft alle Elkos, alle Dioden und anstelle des postitiven Spannungsreglers LM317LZ kommt der negative LM337LZ, der gleich beschaltet wird, zum Einsatz. Die Tabelle gibt an, wie hoch die maximale negative Ausgangsspannung des LM337LZ bei welchem Strom Ib1 realisiert werden kann. Mit zusätzlichen Inverterblöcken können auch hier die maximalen Ströme erhöht werden. Die positive Betriebsspannung wird hier nicht verdoppelt, sie wird in den negativen Spannungsbereich gespiegelt. Unbelastet ergibt sich an Punkt 1 fast die selbe Spannung von Ub, jedoch mit negativem Vorzeichen.

Eine negative Spannungsverdopplung kann erzielt werden, wenn der Generator und der Inverterblock umgekehrt gespiesen wird. Anschluss 14 (VDD) wird mit GND referenziert und Anschluss 7 (VSS) wird mit der negativen Betriebsspannung -Ub gespiesen. An Punkt 1 wird unbelastet beinahe die doppelte negative Betriebsspannung erzeugt, die sich auf GND bezieht und darum ist der Spannungsregler auf GND bezogen. Für die Berechnung von R2 und R3 gilt die selbe Formel wie in Bild 9. Auch bei dieser Schaltung kann die Anzahl der Inverter beliebig erweitert werden. Die maximal möglichen negativen Spannungswerte in Funktion der Ströme entnehme man nebenstehender Tabelle.

7. Zweiphasen-Spannungsvervielfacher

Mit Bild 11 schliessen wir diesen Elektronik-Minikurs. Dieser Spannungsvervielfacher arbeitet mit zwei invertierenden Rechtecksignalen. Dadurch kann man pro Stufe eine Diode einsparen, was den Spannungsverlust gegenüber dem Prinzip der Villardschaltung halbiert. Ursprünglich wurde diese Schaltung als Teil eines Chipdesigns entworfen. Sie musste eine Photodiode mit hoher Spannung und sehr geringem Strom versorgen. Das ist eine ideale Anwendung für eine solche Schaltung. Die Schaltung auf dem Chip, ist natürlich wesentlich einfacher, als die welche Bild 11 zeigt. Dort hatte es eine Taktquelle und zwei winzige Inverter, welche ein Dioden-Kondensator-Netzwerk, integriert auf dem Chip, betreibt. Der Strom für die Photodiode betrug nur wenige Microampere.

Bild 11 ist nichts anderes als eine Versuchschaltung mit 5 Ausgängen von A nach E. Wenn die Anode der Diode D6 an A angeschlossen ist, hat Ub1 (Ausgangsspannung) die doppelte Spannung von Ub (Eingangsspannung). Bei B ist es die drei-, usw. und bei E die sechsfache Ausgangsspannung. Die Verlustspannungen der Schottky-Dioden D1 bis D6 werden jetzt nicht berücksichtigt. Siehe dazu das Diagramm mit den Signalen. D6 dient einzig dazu, dass die Rechteckspannung gleichgerichtet und un- oder schwachbelastet auf den Spannungsspitzenwert geglättet wird.

Weil diese Schaltung mit 5 VDC betrieben wird, benutzte ich im Versuchsaufbau einen Sechsfach-Schmitt-Trigger-Inverter aus der HCMOS-Familie des Typs 74HC14. Mehr Details, wie z.B. die Berechnung der Frequenz des Rechteckgenerators, entnehme man dem Datenblatt.

Es folgt die Auswertung:

 
Kontaktstelle   Ub1   Laststrom Ib1   Eingangsstrom Ib
von D6          (V)       (mA)            (mA)
------------------------------------------------------
A           10        0               0.4
9.5      1               2.5
9.2      5              10
8.9     10              20.5
8.3     20              41
7.7     30              61

B           15        0               0.4
14.3      1               3.5
13.7      5              15.6
13.1     10              30.2
11.8     20              60.7

C           20        0               0.4
18.8      1               4.4
18.3      2               8.5
17.0      5              20.4
16.4     10              41

D           25        0               0.4
23.6      1               5.4
23.2      2              10.4
22.2      5              25.5
20.5     10              50.4

E           30        0               0.4
28.2      1               6.5
27.6      2              12.5
25.8      5              30.5
23.0     10              61

Der Leerlaufstrom von 0.4 mA ergibt sich bei einer
Generatorfrequenz von 100 kHz, bei 10 kHz sind es
0.1 mA.

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