Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
mit dem CD4046B / MC14046B

Einleitung

Das Ziel ist es, zu verstehen, wie leicht man es sich machen kann, wenn es darum geht einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zu bauen, wenn einem ein passender Baustein - eine entsprechende Integrierte Schaltung (IC) - zur Verfügung steht. Es geht hier um die integrierte PLL-Schaltung (PLL = Phase Locked Loop) CD4046B bzw. MC14046B. Dieses IC enthält selbstverständlich auch einen VCO, und dieser kommt hier zur Anwendung. Es wird dabei eine praktische Anwendungsbrücke zu einem Teil eines meiner früheren Projekte geschlagen.

Da es aber nicht immer möglich ist, ein geeignetes IC für eine Anwendung zu finden, wird auf dem Weg zum Ziel gezeigt, wie man selbst einen VCO quasidiskret realisieren kann. Quasidiskret bedeutet, dass zwar auch ein einfaches IC benutzt wird, jedoch auch andere passive Bauteile eingesetzt werden müssen, bei denen genau verstanden werden muss, wozu sie im Einsatz sind. Eine solche VCO-Schaltung, die gezeigt und schrittweise erklärt wird, ist auch nur gerade eine von vielen Wegen, die nach Rom führen können. Es gilt in diesem Elektronik-Minikurs auch die Einschränkung, dass es um VCOs geht, die nur digitale Rechteckspannungen erzeugen.

Auf diesem Weg zum Ziel haben wir es dem Schmitt-Trigger zu tun. Es geht dabei einzig um die welche es in gewissen digitalen NAND-Gattern und Invertern gibt. Diese aktiven Teile sind der Kern des hier vorgestellten Rechteckgenerators, als Vorstufe zum VCO und den VCO selbst.

Beim Einsatz des VCO aus dem PLL-IC CD4046B (MC14046B) wird ein komplexeres analoges Umfeld mit einbezogen. Es geht um einen Teil der analogen Signalaufbereitung, der in verschiedenen Anwendungen zum Einsatz kommen kann. Es geht dabei um eine Signalverstärkung, um eine synchrone Gleichrichtung ohne Einsatz von Dioden, um die Erzeugung einer Referenzspannung weil nur die positive Betriebsspannung und der GND zum Einsatz kommt, und es zeigt, wie man mit einer Schaltung mit Operationsverstärkern (Opamps) den VCO-Bereich an die Pegelunterschiede des verstärkten Eingangssignales anpasst und gleichzeitig der DC-Pegel zum VCO so verschoben wird, dass die, für die analoge Schaltung notwendige Referenzspannung, wieder wegkompensiert wird, damit die VCO-Frequenz bis zu 0 Hz hinuntergefahren werden kann.

Da als Opamps sogenannte lineare CMOS-Opamps (LinCMOS-Opamp) zum Einsatz kommen, werden diese traditionsreichen und noch immer sehr beliebten Opamp-Familien von Texas-Instruments näher vorgestellt.

Ein ganz anderes Nebengeleise, das hier auch wiedermal etwas thematisiert wird, sind die sogenannten Block-Kondensatoren zwischen den Anschlüssen der Betriebsspannung und GND bei den ICs. Es wird thematisiert, wozu diese keramischen Multilayer-Kondensatoren unbedingt nötig sind.



Was ist ein VCO und wie kann man selbst einen bauen?

Was ist ein VCO? Es ist die Abkürzung von Voltage-Controlled-Oscillator und heisst auf deutsch spannungsgesteuerter Oszillator. Es gibt viele Möglichkeiten einen VCO zu realisieren. Wir beschränken uns hier mit der Realisation mittels den integrierten Schaltungen (ICs) der CMOS-Familie CD4xxxB (MC14xxxB) und der High-Speed-CMOS-Familie (HCMOS-Familie) 74HCxxxx. CD4xxx(B) ist von National-Semiconductor und MC14xxx(B) ursprünglich von Motorola, übernommen durch ON-Semiconductor. Beide CMOS-Familien sind elektrisch- und anschlusskompatibel. Suffix B (Buffer) bedeutet, dass die Ausgänge gepuffert sind und deshalb die Eigenschaften des logischen Ausgangssignales keine direkte Rückwirkung auf die IC-interne Schaltung vor diesem Buffer haben. Ein Buffer ist sowas Ähnliches wie ein Endverstärker. Bei der HCMOS-Familie gibt es diese Unterscheidung nicht, weil die Ausgänge sind stets gepuffert.

Begriffe: Für Oszillatoren mit rechteckigen Ausgangsspannungen kommt oft der Begriff Rechteckgenerator zur Anwendung, obwohl dies genauso ein Rechteckoszillator ist. Das selbe gilt auch für die Erzeugung von Sinusspannungen. Man sagt ebenso oft Sinusgenerator wie Sinusoszillator. Beim spannungsgesteuerten Oszillator, ist der Begriff VCO aus dem Englischen sehr gebräuchlich, weshalb eher auch im Deutschen der Begriff Oszillator verwendet wird.

Der Schmitt-Trigger als Basis: Wir beginnen mit dem bekannten einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie ihn Bild 1 darstellt. Zunächst, was unterscheidet ein gewöhliches NAND-Gatter (z.B. CD4011B) von einem mit Schmitt-Trigger-Eigenschaft (z.B. CD4093B)? Das Wissen, was ein logisches NAND-Gatter ist, wird hier vorausgesetzt! Link dazu hier!

NAND-Gatter, ohne und mit Schmitt-Trigger: Das gewöhnliche NAND-Gatter, ohne die Eigenschaft eines Schmitt-Triggers, hat eingangsseitig die selbe (unscharfe) Triggerspannung, unabhängig davon, ob die Eingangsspannung Ue steigt oder sinkt. Genau genommen ist diese Triggerspannung nichts anderes als ein sehr kleiner Bereich der Eingangsspannung Ue, bei der die IC-interne Verstärkung extrem gross ist. Dies führt dazu, dass in diesem hochsensiblen Bereich, sich Ua bei geringster Änderung von Ue sehr instabil verhält. Aus diesem Grund ist es nur erlaubt steilflankige Eingangssignale zu benutzen. Dies ganz im Gegensatz zu einem Logikbaustein mit Schmitt-Trigger-Eingang. Dieser erlaubt sogar beliebig langsam sich verändernde Eingangssignale, weil er selbst dafür sorgt, dass am Ausgang saubere schnelle Schaltflanken erzeugt werden. Hier zum Studium die Datenblätter des CD4011B (ohne Schmitt-Trigger) und des CD4093B (mit Schmitt-Trigger).

Besitzt das NAND-Gatter Schmitt-Trigger-Eigenschaft, gibt es eine höhere (VT+) und eine niedrigere Triggerspannung (VT-). Siehe Diagramm rechts in Bild 1. VT+ dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von HIGH (positive Spannung) auf LOW (GND-Pegel = 0 V), wenn Ue den Wert von VT+ überschreitet. VT- dient der Umschaltung des logischen Ausgangspegels Ua von LOW auf HIGH, wenn Ue den Wert von VT- unterschreitet.

Dem aufmerksamen Betrachter des Diagrammes fällt auf, dass VT+ und VT- nur erreicht und gar nicht über- oder unterschritten wird. Der Schein trügt, denn würde man die Spannungswerte in der Region von VT+ und VT- im Millivolt-Bereich vergrössern, wäre das Über- und Unterschreiten durchaus sichtbar. Es braucht eben nur sehr wenig.

Die Berechnungsformel: Diese Formel in Bild 1 stammt aus dem Datenblatt des CD4093B und ist hier bloss vollständigkeitshalber erwähnt, denn ihre praktische Bedeutung ist von geringem Wert. Warum? Ganz einfach, die Exemplarstreuung der Hysterese-Spannung VH ist sehr gross. Alleine bei einer konstanten Temparatur von 25 °C und bei einer Betriebsspannung von +10 VDC beträgt der Maximalwert von VH 4.0 V, der typische Wert 2.2 V und der Minimalwert 1.0 V. Man kann es sich deshalb ganz einfach machen, in dem man anähernd zur erwünschten Frequenz einen geeigneten R- und C-Wert aussucht und die Schaltung testet. Man misst die Frequenz und passt danach mit einfacher Verhältnisrechnung den richtigen R- und/oder C-Wert an. Damit das IC aber austauschbar ist, sollte R aus einer passenden Serieschaltung mit einem Trimmpotmeter und einem Widerstand bestehen. So kann durch Drehen am Trimmpotmeter die Streu-Toleranz leicht kompensiert werden. Das ist ein gutes Beispiel dafür, wie man in einer Situation abschätzen kann, ob sich das (aufwändige) Rechnen lohnt oder eben nicht...

Wie arbeitet ein Schmitt-Trigger?: Wer genauer wissen will, wie ein Schmitt-Trigger schaltungstechnisch funktioniert - viele Wege führen nach Rom - wird leicht fündig, wenn man im Elektronik-Kompendium in der integrierten Schnellsuche schmitt-trigger eingibt. Sehr empfehlenswert zu diesem Thema sind auch meine beiden Elektronik-Minikurse:


Der Rechteckgenerator: Wir kommen jetzt zum einfachen Rechteckgenerator mit einem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter, wie dies Bild 1 illustriert. Das Prinzip ist denkbar einfach. Vor dem Einschalten der Betriebsspannung +Ub mit dem ON/OFF-Schalter ist Kondensator C noch entladen und die Spannung Ue am Eingang des NAND-Gatters, bei dem C angeschlossen ist, hat noch GND-Potenzial. Beim Einschalten von +Ub, liegt der Eingang Enable (EN) über dem Pullup-Widerstand R1 sogleich auf +Ub (HIGH-Level). Dies macht das NAND-Gatter zum Inverter zwischen Ue und Ua, weil entweder sind beide Eingänge auf HIGH und der Ausgang liegt invertiert auf LOW oder Ue liegt alleine auf LOW - die NAND-Bedingung ist nicht erfüllt - und Ua liegt auf HIGH. Wenn man EN mit GND verbindet, ist die Inverterwirkung unterdrückt, weil ein Eingang immer auf LOW, bewirkt, dass der Ausgang immer auf HIGH liegt und dies unabhängig vom Pegel an Ue. Der Enable-Eingang EN macht aus dem NAND-Gatter ein ein/aus-schaltbarer Inverter, oder anders formuliert, man kann mit einem Enable-Signal den Rechteckgenerator mittels eines Logiksignales ein- und ausschalten.

Kondensator C beginnt sich von Ua - der mit seinem HIGH-Pegel beinahe auf +Ub (im vorliegenden Beispiel 10 V) liegt - über den Widerstand R zu laden. Hat die Ladespannung Ue die obere Triggerspannung VT+ sehr knapp überschritten, fällt Ua sehr schnell von HIGH nach LOW. LOW liegt nahe beim GND-Pegel. Nun entladet sich C soweit bis Ue sehr knapp VT- unterschreitet, Ua schaltet von LOW auf HIGH und die Oszillation läuft im selben Rythmus weiter. Auf dem Oszilloskopen sieht man synchron zur (beinah) zeitsymmetrischen Rechteckspannung Ua (t/T=0.5) eine dreieckähnliche Spannung an Ue, die man mittels zusätzlicher Impedanzwandlerschaltung nutzbar machen kann. Dreickähnlich, weil C über R ge- und entladen wird, was eine e-Funktion bewirkt. Da die Hysteresespannung UH in Relation zu +Ub relativ klein ist, fällt die verzerrende Wirkung nicht so sehr ins Gewicht. Es käme da sehr auf die Anwendung an...

Der wichtige Block-Kondensator Ck: Wenn schon ein ON/OFF-Schalter und die Enable-Funktion gezeigt wird, sollte man auch nicht auf den wichtigen Koppelkondensator Ck verzichten, der grundsätzlich zu jedem digitalen (und analogen) IC zwischen den Anschlüssen der Betriebsspannung und GND gehört. Ck dient dazu, dass bei den steilfankigen Umschaltvorgängen an jedem Logik-Ausgang, den erhöhten extrem kurzzeitzigen Stromverbrauch, im Nanosekunden- oder Zehn-Nanosekundenbereich, von diesem Kondensator übernommen wird. Dazu muss es ein Keramik-Multilayer-Kondensator im Wert von typisch 100 nF sein. Nur dieser Kondensatortyp hat eine extrem niedrige parasitäre Serie-Induktivität. Dies ist wichtig, damit dieser transiente Stromfluss zwischen Ck und dem IC nicht wesentlich gedämpft wird. Darum müssen zwischen Ck und dem IC die Anschlüsse so kurz wie möglich sein. Ohne Ck oder wegen schlechter Wirkung von Ck kann die Oszillatorschaltung zusätzlich parasitär sehr hochfrequent oszillieren, was die Funktion der Schaltung massiv beeinträchtigen würde. Ein anderer Grund für Ck, er dämpft allfällige steilflankige Störtransienten auf der Speiseleitung, die das IC beim Umschalten des Logik-Ausganges erzeugen kann. Eine Digitalschaltung, die hochfrequenzmässig mit solchen Kondensatoren bei allen ICs gut abgeblockt ist, erzeugt wenig Störstrahlung im (ultra-)kurzwelligen Radiofrequenzbereich.

Will man einen Rechteckgenerator mit ebenso wenig Aufwand (auch nur ein kleines IC), jedoch mit wesentlich höherer Frequenzstabilität und sehr stabilem Tastverhältnis von t/T=0.5, mit einem völlig anderen Ansatz der Schmitt-Trigger-Funktion (zwei Komparatoren und ein RS-Flipflop im selben IC) realisieren, bietet sich der folgende Elektronik-Minikurs von mir an:


Wir wechseln jetzt zur Schaltung in Bild 2 und erkennen, dass die Oszillatorschaltung von Bild 1 etwas modifiziert ist. Nur etwas, und schon haben wir einen einfachen VCO. Teile wie der ON/OFF-Schalter, die Enable-Steuerung, und der Blockkondensator Ck bleiben hier unberücksichtigt. Ck braucht es aber auf jedenfall auch!
Diese Schaltung hat für die Ladung und Entladung des Kondensators C zwei getrennte Wege. Mit der Spannung am Schleifer des Potmeter P (VCO-Spannung) wird C über R aufgeladen. Nach Überschreiten von VT+ (siehe auch Bild 1) wird C über die Diode D mit ihrem sehr niedrigen Innenwiderstand und dem ebenso sehr niedrigen Innenwiderstand der Ausgangsstufe des NAND-Gatters, da dieser jetzt auf LOW gesetzt ist, sehr schnell entladen. Jetzt ist Ua wieder auf HIGH. Beim erneuten Aufladen von C über R sperrt D erneut, weil die Spannung an Ua höher ist als die Ladespannung an C. Diode D hat also eine Schalterfunktion. Man muss eine Diode mit hoher Schaltgeschwindigkeit einsetzen. Die universale Silizium-Kleinsignaldiode 1N914 hat eine Recovery-Time von nur 4 ns und eignet sich sehr gut. Die Germanium-Diode 1N270 (beim Einsatz des 74HC132) dürfte ähnlich schnell sein, da sie für UHF-technische Schaltungen eingesetzt werden. Da die Hysterese besonders bei niedriger Betriebsspannung klein ist, funktioniert dieser VCO nur sauber, wenn man anstelle einer Silizium- (1N914) eine Germanium- (1N270) oder Shottky-Diode verwendet. Germanium-Dioden kann man nur noch einsetzen, wenn man sie in der Bastelkiste hat. Sie sind kaum noch erhältlich. Also fällt die Wahl doch eher auf eine Shottky-Kleinsignaldiode.

Je höher die VCO-Spannung an P eingestellt ist (mehr Strom durch R), um so rascher wird C bis zu VT+ (siehe auch Bild 1) aufgeladen. Dadurch ist die Zeitdauer T um so kürzer und um so höher ist die Frequenz des VCO (f=1/T). Der bereits erwähnte sehr niedrige Innenwiderstand von D verursacht stets eine sehr kurzzeitige Entladedauer t von C. Bei einem Innenwiderstand der CMOS-Ausgangsstufe von etwa 100 Ohm oder weniger (74HC132) erreicht man bei vorliegend dimensioniertem Beispiel ein t/T-Tastverhältnis von etwa 1:1000. Will man ein kleineres Tastverhältnis, schaltet man in Serie zur Diode D ein Widerstand. Bei einem Wert von 1 k-Ohm reduziert sich das t/T-Tastverhältnis auf etwa 1:100. Es ist mit dieser einfachen VCO-Schaltung nicht möglich ein d/T-Tastverhältnis von 1:2 (zeitsymmetrisch) zu realisieren. Will man dies, muss man einen doppelt so hohen VCO-Frequenzbereich mit R und C dimensionieren und dafür einen Frequenzteiler, mittels JK-Flipflop oder von /Q nach D rückgekoppelten D-Flipflop, zwischenschalten. In Bild 2 ist ein T-Flipflop (T = toggle) einfachheitshalber gezeichnet. Das Diagramm oberhalb der der Nadelimpulse des VCO-Ausganges Ua ist der Flipflop-Ausgang mit der halben Frequenz (f=1/(2T)) und dem absoluten Tastverhältnis von t/T=0.5. Die Grundlagen zu den Flipflops vermittelt ebenfalls das Elektronik-Kompendium.

Warum aber soviel selbst bauen, wenn es viel einfacher geht! Man nehme ganz einfach einen preiswerten PLL-IC, auch wenn man nur gerade seinen VCO benötigt. Man verwendet diesen und lässt den Rest beiseite. Davon berichtet das folgende Kapitel.

By the way: Bevor es weitergeht, es ist für den Electronic-Beginner natürlich nicht verboten, die Schaltungen in den Bildern 1 und 2 auf einem Testboard aufzubauen, um mit dem Herumexperimentieren zusätzlich etwas dafür zu tun, ein Gefühl für die praktische Schaltungstechnik zu entwickeln. Ich verspreche spannenden Zeitvertreib. :-)




Die VCO-Schaltung des CMOS-IC CD4046B bzw. MC14046B

Es lohnt sich dieses IC zu verwenden, wenn man, - aus welchen Gründen auch immer -, nur gerade den VCO brauchen kann. Er hat zwei Features die ihn interessant machen: Er erzeugt frequenzunabhängig ein stabiles zeitsymmetrisches Rechtecksignal (t/T = 0.5) und man kann mit zwei Widerständen exakt den relativen Frequenzbereich (Frequenzhub) dimensionieren. R2 und C1 legen die minimale Frequenz am Ausgang fest, wenn Ue (VCO-Spannung) den niedrigsten Wert hat. Die maximale Frequenz wird durch R1 und C1, addiert mit der Offset-Frequenz (minimale Frequenz), gebildet. Ue muss dabei maximale Spannung haben. Man beachte dazu die beiden Formeln. Diese gelten aber nur mit Einschränkungen. Dazu äussert sich das Datenbuch CMOS-LOGIC-DATA von Motorola (MC14046B):
Note: These equations are intended to be a design guide. Since calculated component values may be in error by as much as a factor of 4, laboratory experimentation may be required for fixed designs. Part to part frequency variations with identical passive components is typical less than ± 20%.

Vor allem diese Aussage "laboratory experimentation may be required for fixed designs" ist Wasser auf die Mühle meiner Elektronik-Minikurse. Ich danke dem Autor des MC14046-Datenblattes... :-)




Graphische Darstellung von VCO-Spannung und Frequenz

Teilbild 4.1 illustriert den maximalen VCO-Frequenzbereich. Dies ist dann der Fall wenn R2 unendlich hoch ist. In der Praxis bedeutet dies, dass R2 nicht eingesetzt ist. Pin 12 des IC bleibt unbelegt. Der Arbeitsbereich zeigt, dass die VCO-Spannung (Ue) nur zwischen beinahe VSS und beinahe VDD liegen darf. Es gibt bei beiden Spannungsextremen einen kleinen Totbereich, bei der eine VCO-Spannungsänderung keine Frequenzänderung bewirkt. Teilbild 4.2 illustriert den durch R2 reduzierten relativen Frequenzbereich bei gleich grossem VCO-Spannungsbereich.

Was ist der Zweck des eingeschränkten Frequenzbereiches bei gleich grosser VCO-Spannung und damit der definierbaren Minimal- und Maximalfrequenz? Realisiert man mit diesem VCO eine PLL-Schaltung, kann man den VCO-Frequenzbereich möglichst genau dem Fangbereich der PLL anpassen. Damit erreicht man ein stabileres Arbeiten der PLL-Schaltung. Der restliche, durch das Loopfilter unterdrückte Phasenjitter, wird dadurch zusätzlich minimiert. Mehr zum Thema PLL liest man in meinen folgenden beiden Elektronik-Minikursen:




Komfortable VCO-Schaltung mit Wechselspannungseingang

Die folgende Schaltung ist ein Ausschnitt aus einem kleinen batteriebetriebenen EMG-BioFeedback-Gerät, das dazu dient mit Hautoberflächenelektroden gemessene EMG-Signale zusätzlich zu verstärken, filtern, gleichrichten, glätten und mittels einer VCO-Schaltung eine eingangspannungsabhängige Tonfrequenz zu erzeugen. Die Höhe der Tonfrequenz, verstärkt mit einem kleinen Lautsprecher wiedergegeben, ist das Mass einer Muskelkontraktion. Soviel zum Hintergrund der folgenden Schaltung in Bild 5:

Die Schaltung arbeitet im Single-Supply-Modus. Dies bedeutet, dass es nur eine positive Betriebsspannung, nämlich +Ub gibt. Während im Dual-Supply-Modus (±Ub) GND als Signalreferenz dienen kann, muss hier ein Spannungswert zwischen +Ub und GND als Referenz erzeugt werden. Man nennt diese Spannung auch den Arbeitspunkt. Bei analogen aktiven Bauteilen die spannungssymmetrisch einwandfrei arbeiten, kann man für den Arbeitspunkt exakt die halbe Betriebsspannung (+Ub/2) wählen. Ist dies nicht der Fall, muss die Spannung des Arbeitspunktes so gewählt werden, damit die maximale Spannungsaussteuerung der aktiven Bauteile (Opamps) symmetrisch erfolgt. Dies erreicht man in der vorliegenden Schaltung mit den beiden ungleichen Widerständen R14 und R15. Die '1' in diesen beiden Widerständen bedeutet die Widerstandstoleranz von 1%. Die resultierende Teilspannung wird mit C5, folgendem Impedanzwandler IC:A1 und C6 auf eine niedrige Impedanz gesetzt und rauscharm gehalten. Diese Teilspannung ist der Arbeitspunkt, bzw. die Referenzspannung für die gesamte Schaltung. Sie wird hier mit Ux bezeichnet.

IC:A2 arbeitet als Wechselspannungsverstärker mit einer Verstärkung von etwa 20. R4 und C2 dienen der DC-Entkopplung mit einer Hochpassfilter-Grenzfrequenz von 3.3 Hz. Der Eingang ist ebenfalls mittels passivem Hochpassfilter aus C1 und R2 DC-entkoppelt. Durch die Wahl von C1 und R2 kann man diese Grenzfrequenz bestimmen. Es empfiehlt sich diese niedriger zu dimensionieren als die welche sich mit R4 und C2 ergibt. Wählt man für beide passiven Hochpassfilter die selbe Grenzfrequenz, hat diese eine Dämpfung von 6dB anstatt bloss 3 dB, was je nach Anwendung unerwünscht ist. Während das Hochpassfilter aus R4 und C2 die DC-Offsetspannung des Opamp IC:A2 unterdrückt, unterdrückt das Hochpassfilter aus C1 und R2 eine allfällige DC-Offsetspannung der externen AC-Spannungsquelle und es ermöglicht Ue mit GND zu referenzieren. R1 sorgt für die Ladung von C1 auf den Wert Ux, damit beim Ankoppeln einer externen Quelle kein Störimpuls auftreten kann. Der Eingangswiderstand beträgt nach vorliegender Dimensionierung 500 k-Ohm (Parallelwiderstand von R1 und R2).

Auf diese Verstärkerschaltung folgt der Synchron-Gleichrichter der in diesem Link ausführlich beschrieben ist. Die so gleichgerichtete Wechselspannung wird mit einem einstellbaren Integrator TIME-CONST gemittelt. Es stellt sich eine Mittelwertspannung ein, welche aber nicht zu GND, sondern zu Ux referenziert ist. Das heisst: Ohne Eingangsswechselspannung Ue, liegt die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:C (Pin 3) ebenfalls auf Ux. Dies bedeutet, dass der Bereich der gemittelten Gleichspannung an C3 nur einen Wert zwischen Ux und maximal etwas weniger als +Ub, hier 6 VDC, annehmen kann, weil der Ausgang von IC:B2 nicht die volle Betriebsspannung erreichen kann. Die nachfolgende VCO-Schaltung ist aber in der Lage eine VCO-Eingangsspannung von beinahe GND (VSS) bis beinahe +Ub (VDD) zu verarbeiten. Siehe dazu noch einmal Bild 4.

Dem aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass der Widerstand an Pin 12 fehlt und er weiss jetzt, dass man damit die grösste Frequenzaussteuerbarkeit (siehe Teilbild 4.1) erreicht. Wenn dieser Widerstand unendlich ist, dass heisst einfach fehlt, hat man am Ausgang den grösstmöglichen Frequenzbereich.

Es sei noch erwähnt, dass es auch eine HCMOS-Version dieses PLL-IC gibt. Es ist der 74HC4046. Dieser eignet sich für höhere VCO-Frequenzen, dafür hat er einen geringeren Betriebsspannungsbereich. Man konsultiere die Datenblätter und vergleiche.




Der LinCMOS-Opamp

Die hier verwendeten Opamps sind sogenannte LinCMOS-Typen von Texas-Instruments. Sie eignen sich für Single-Supply-Anwendungen (z.B. +5 VDC). Dies bedeutet, die Spannung an ihren Eingängen darf den Wert von GND haben, ohne dass die Opamps in ihrer Funktionalität eingeschränkt werden. Die Ausgangsspannung geht ebenfalls bis auf GND hinunter, wenn der Ausgang nicht mit einem signifikanten Strom im mA-Bereich belastet ist. Die maximale Eingangsspannung, welche verarbeitet werden kann, muss 1 V unterhalb der Betriebsspannung liegen und die maximal mögliche Ausgangsspannung liegt ebenfalls etwa 1 V unterhalb der Betriebsspannung, auch wenn die Strombelastung noch so niedrig ist. LinCMOS-Opamps sind daher keine Rail-to-Rail-Opamps, dafür sind sie preiswerter als solche.

LinCMOS-Opamps gibt es in der Single-, Dual- und Quadversion. Bei jeder Version gibt es Typen für den Low-, Medium- und High-Bias-Mode. Der erstgenannte Typ benötigt am wenigsten Betriebsstrom und ist dafür am langsamsten, d.h. dieser Opamp hat die geringste Unity-Gain-Bandbreite und den niedrigsten Slewrate. Genau umgekehrt verhält sich der zu letzt genannte Typ. Für Batterieanwendungen kann man mit diesen LinCMOS-Opamps den Strom-/Leistungsverbrauch und die Geschwindigkeit auf einander abstimmen.

Will man sich auf Single-Opamps beschränken, hat man die Möglichkeit den Bias-Mode, bzw. Strom-/Leistungsverbrauch, in den selben drei Stufen mit einem Opamp zu wählen. Dafür benutzt man den Opamp TLC271 mit seinem Anschluss Bias-Select (Pin 8). Liegt er, wie bei IC:C in Bild 5, auf positiver Betriebsspannung, ist der Low-Bias-Mode aktiv. Auf halber Betriebsspannung gilt Medium-Bias- und auf GND-Pegel High-Bias-Mode. Wenn der Opamp mit Dual-Supply (z.B. ± 2.5 VDC) betrieben wird, muss für Medium-Bias (mittleren Strom-/Leistungsverbrauch und mittlere Geschwindigkeit) der Bias-Select-Anschluss mit GND verbunden werden. Dieser Anschluss bietet die Möglichkeit eine Schaltung - mit vielen solchen LinCMOS-Opamps mit Low-Bias - in einen Standby-Zustand zu schalten.

Texas-Instruments bietet Datenblätter zu diesen LinCMOS-Opamps, die gut dokumentiert sind. Das Datenblatt zum LMC271 enthält alleine 31 Funktionsdiagramme für den High-Bias-Mode. Bild 5 enthält mit IC:A und IC:B zwei Dual-LinCMOS-Opamps mit Medium-Bias Mode, - gekennzeichnet durch den Buchstaben 'M' in der Typennummer von TLC27M2. Die '2' am Schluss weist auf die Dualausführung hin. IC:C ist der LinCMOS-Opamp in Single-Ausführung TLC271. Mit dem Anschluss Pin 8 (Bias-Select) nach +6 VDC ist der Opamp in den Low-Bias-Mode geschaltet.

Der aufmerksame Leser wird sich fragen, warum für IC:A und IC:B die mittelschnellen Opamps nötig sind, während für IC:C der Low-Bias-Mode ausreicht. Das ist schnell erklärt: IC:A2 verstärkt niederfrequente Signale und IC:B gleichrichtet diese Signale. Dazu reicht der Low-Bias-Mode nicht aus. Bei höheren Frequenzen würde die Amplitude sinken. Dies wäre die Auswirkung der zu niedrigen Unity-Gain-Bandbreite. Bei höheren Frequenzen und höheren Amplituden würde zusätzlich das Signal nichtlinear verzerren, was eine Folge zu niedriger Slewrate ist. IC:C muss hingegen nur langsam variable Spannungen verstärken, dessen Grenzfrequenz von der Einstellung des Integrators mit einer Zeitkonstante zwischen 50 ms und 1 s gegeben ist. Falls diese Schaltung mit einer Batterie betrieben wird, verschenkt man sich wertvollen Power, würde IC:C im Medium- oder High-Bias-Mode arbeiten.



Die zweifache Aufgabe des Opamp IC:C

Um die Schaltung mit IC:C in den Bildern 5 und 6 richtig zu verstehen, empfehle ich den Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I zu lesen, es sei der Leser verfügt über genügend Elektronikkenntnisse um auch so das Folgende zu verstehen:

Die Schaltung in Teilbild 6.1 stammt aus dem Elektronik-Minikurs Operationsverstärker I, Kapitel "Die virtuelle Eingangsspannung bei der nichtinvertierenden Verstärkung" Teilbild 5.3. Die Berechnungsformel zeigt wie die Referenzspannung Ur berechnet werden muss, um eine Eingangsspannung Ue so zu kompensieren, dass Ua zu 0 VDC wird. Im vorliegenden Beispiel wird eine Gleichspannung von 0.666 VDC auf 0 VDC kompensiert. Wir übertragen diese Schaltung auf die in Teilbild 6.2, welche die "Ux-Compensation" von Bild 5 ist. Ue wird zu Ux und Ua wird zu Uvco. Ur bleibt sich gleich.

Der Opamp IC:C hat zwei Aufgaben: Er muss einerseits den zu kleinen Bereich der DC-Steuerspannung auf den Bereich verstärken der sich für den VCO-Eingang (Pin 9) für IC:D eignet. Ux kann sich nur zwischen 2.6 V (keine Eingangswechselspannung in Bild 5) und etwa 5 V ändern. Dies ist eine Spannungsänderung von nur dUx = 2.4 V. Damit lässt sich der nachfolgende VCO nicht aussteuern. R10 und R11 verstärken diese Spannungsvariation auf 6.47 V, bezogen auf GND, was etwas mehr ist als benötigt wird. Der maximale Eingangsspannungsbereich des VCO liegt beinahe zwischen GND und der Betriebsspannung (Teilbild 4.1). Diese Verstärkung wird folgendermassen berechnet:

dUvco = dUx * ((R10/R11)+1) = 2.4V * ((560k/330k)+1) = 6.47V

Es fällt auf, dass die Werte von P2 und R12 nicht in die Berechnung mit einbezogen werden. Man kann diese praktisch vernachlässigen, wenn der Parallelwiderstandswert von P2 und R12 klein ist gegenüber R11. Dies trifft mit etwa 5 k-Ohm hier auch zu. Es gilt im schlechtesten Fall der Parallelwiderstandswert von P2 und R12, weil der Quellwiderstand der Betriebsspannung vernachlässigbar niedrig ist. Diode D1 hat einen dynamischen Widerstand von weniger als 500 Ohm beim vorgegebenen Querstrom Iq von etwa 0.3 mA.

Anderseits dient diese Opampschaltung als Pegelshifter. Der Wert von Ux (kein Eingangssignal an Ue) muss mit D1, P2 und R12 auf GND "heruntergezogen" werden können. P2 stellt man so ein, dass ohne Eingangssignal der VCO gerade noch nicht oder, wenn man es bevorzugt, mit einer sehr niedrigen Frequenz schwingt. Entsprechend des Wertes der Ue-Wechselspannung (Bild 5) erfolgt dann die Höhe der VCO-Frequenz fOUT, welche ausgewertet werden kann. Die Ux-Compensation berechnet sich gemäss Formel in Bild 5 links zu:

Ur = Ux * ((R10+R11)/R10) = 2.6V * ((330k+560k)/560k) = 4.13V

R12 vor P2 reduziert den Einstellbereich von P2 auf ein brauchbares Mass, trotzdem empfiehlt sich ein Mehrgang-Trimmpotentiometer wegen der leichteren Einstellbarkeit zu verwenden.

Es stellt sich jetzt noch die Frage wozu die Diode D1 überhaupt gebraucht wird. Im Prinzip müessen weder LinCMOS-Opamps noch der PLL-IC CD4046B oder MC14046B mit seinem hier benötigten VCO stabilisiert gespiesen werden. Eine einfache Batterie als Spannungsquelle genügt. Nachteilig dabei ist allerdings, dass die VCO-Frequenz, besonders im niedrigen Betriebsspannungsbereich, etwas abhängig ist von dieser Betriebsspannung. Mit einer einigermassen konstanten Spannungsquelle mit weniger als 1 VDC zwischen der Betriebsspannung und dem einen Anschluss von P2, lässt sich diese Abhängigkeit etwas reduzieren. Dafür sorgt D1. Dies geht aus Experimenten mit vielen CD4046B- bzw. MC14046B-Exemplaren hervor. Dies ist nicht durch Datenblattinformationen gedeckt. Beim Einsatz einer stabilisierten Betriebsspannung kann man auf D1 verzichten.

Um die Schaltung mit IC:C vollständig zu begreifen - begreifen wie sie funktioniert - muss man sich klar machen, dass der Opamp im eingeschwungenen Zustand eine Eingangsdifferenzspannung von praktisch 0 V hat. Dies bringt die Bezeichnung Ux' zum Ausdruck. Ux' ist die sogenannte virtuelle Ux-Spannung. Wenn dies klar ist, versteht man leicht, wie gross denn die Spannungen über R11 und R10 in Teilbild 6.2 sein müssen.